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Amplificazione a valvole e a stato solido 1/2

amplificazione a valvole e a stato solido

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technorati claim

La controreazione rappresenta un argomento tuttora controverso nell’ambito dell’amplificazione audio in quanto,se da un lato si possono ottenere apparentemente in maniera semplice risultati eccezionalmente positivi sui parametri dell’amplificazione, dall’altro un non corretto utilizzo della stessa (principalmente un eccesso di tasso di reazione unito ad una banda passante insufficiente) alterano il risultato sonoro in maniera tale da renderlo non piacevole e con una sensazione di suono “sporco” che affatica l’ascolto.

Introduciamo uno stadio finale di amplificazione controreazionato come in figura 9 chiuso su carico di 8 ohm tipico per la diffusione sonora. Il termine A(f) rappresenta il guadagno a “loop aperto” senza cioè la presenza di R2 che chiude il loop e che definisce assieme ad R1 il guadagno a “loop chiuso”. Supponiamo di voler ottenere 50W efficaci sul carico e ciò richiederà una Vu pari a

amplificazione_valvole_formula.

e una corrispondente Iu

Iu = Vu/RL = 2.5Aeff

Richiediamo una elevata sensibilità al nostro stadio finale di potenza imponendo Vi = 0.2Veff per la potenza nominale. Ciò comporta un guadagno complessivo di

G = Vu/Vi = 100

Difficilmente si parlerà di guadagno esprimendolo con il valore numerico diretto preferendo la notazione in dB che consente di trattare numeri molto grandi in maniera semplice non essendo necessario esprimere la sequenza degli zeri moltiplicativi.

Amplificatore audio controreazionato. In evidenza l’impedenza d’uscita Zu.

Amplificatore audio controreazionato. In evidenza l’impedenza d’uscita Zu.

Il valore espresso in dB trattando grandezze elettriche espresse in volt è dato da dB = 20•log (Valore)

Il fattore moltiplicativo 20 evidenzia una amplificazione di tensione, varrebbe 10 nel caso si trattassero amplificazioni di potenza Il nostro valore di 100 è pertanto espresso da

20•log(100) = 20•2 = 40dB

Un guadagno di 10 vale 20dB, di 1000 vale 60dB,di 10.000 vale 80dB e così via. L’amplificazione A(f) può valere 100dB o più se l’amplificatore è a stato solido e, supponendo per ora questo guadagno esteso su tutta la banda di nostro interesse, si ottiene il guadagno finale di 40dB ponendo il rapporto R2/R1 a 99 essendo la formula del guadagno a loop chiuso G = 1 + R2/R1 Valori ragionevoli per R2 e R1 possono essere 100k? e 1k? considerando l’ingresso non invertente ad impedenza molto più alta di 1k?. Si è applicato in questo caso un tasso di controreazione dato dalla differenza fra il valore a loop aperto e a loop chiuso e cioè

Tasso di controreazione = 100 – 40 = 60dB

rete rc

A) Rete RC passa basso alla frequenza di taglio. B) rete RC passa basso con f =10•Ftaglio

Abbiamo così un fattore 60dB pari a 1.000 volte che agisce sulle grandezze dell’amplificatore di potenza ipotizzato con guadagno iniziale 100dB senza limitazione di banda. In queste ideali condizioni, considerando il funzionamento dell’amplificatore come perfettamente lineare, tutte le grandezze tipiche vengono condizionate dal fattore di controreazione e in particolare:

1. la distorsione viene attenuata

2. l’impedenza di uscita viene ridotta la banda passante (se non 3. considerata infinita) viene estesa

L’amplificatore diviene sostanzialmente ideale ed infatti a 1.000Hz con potenza di uscita limitata è possibile sfruttare i benefici della controreazione, ma purtroppo questa semplicistica ipotesi non coincide né con la natura complessa del suono, né con il reale funzionamento dell’amplificatore pilotato non da una singola sinusoide.

Stabilità e necessità di compensazione

Passare da loop aperto a loop chiuso significa che la differenza fra l’ingresso non invertente (+) e l’ingresso invertente(-) viene amplificata A(f) volte per ottenere la desiderata tensione di uscita. Se all’interno dell’amplificatore si verifica una rotazione di fase dipendente dalla frequenza e se questa rotazione raggiunge i 180°, la differenza in ingresso cambia segno e la reazione passa da negativa a positiva facendo oscillare l’amplificatore. Vedremo come sia facile ottenere una rotazione prossima a 180° all’aumentare della frequenza per cui è necessario che l’amplificazione A(f) non sia superiore al valore 1 (guadagno unitario) quando ciò si verifica per evitare la reazione positiva.

L’oscillazione si sostiene se l’amplificazione è maggiore dell’unità e la fase è 180° ed è cura del progettista verificare che vi sia un margine di fase di almeno 45° (135° di rotazione massima) nel punto in cui si vuole far lavorare l’amplificatore audio con il guadagno imposto. Consideriamo ora la figura 10 che riporta una rete RC passa basso. Alla frequenza di taglio lo sfasamento ingresso-uscita è 45° mentre a frequenze 10 volte superiori lo sfasamento si avvicina ai 90°. É sufficiente pertanto che all’interno dell’amplificatore vi siano più di una rete RC per avere da una certa frequenza in poi sfasamenti pericolosi per la stabilità del sistema. Ciò avviene quasi sempre in amplificatori multistadio a semiconduttori che presentano l’effetto Miller fra collettore e base moltiplicando la capacità parassita.

Supponiamo di avere almeno due punti di amplificazione interna che presentino una rete RC equivalente con due frequenze di taglio a F1 e F2. Superata la seconda frequenza di taglio si va verso una attenuazione delle due reti di 20 + 20 = 40dB per decade di frequenza ma soprattutto si va verso uno sfasamento di 90° + 90° = 180° che è in grado di innescare una oscillazione se contemporaneamente le attenuazioni non hanno fatto scendere il guadagno al valore unitario o meno. La condizione descritta è raggiunta invariabilmente in amplificatori integrati a stato solido che hanno un guadagno prossimo ai 120dB di partenza e, anche attenuando da una certa frequenza F2 in poi 40dB/decade, sfasano di 90°+90° con guadagno ampiamente sopra l’unità portando il sistema in oscillazione.

La figura 11 riporta la tecnica di compensazione che rende stabile l’amplificatore a stato solido introducendo un condensatore di compensazione dominante che, sfruttando di nuovo l’effetto Miller con frequenza di taglio più bassa di quelle naturali del circuito, forza una sola pendenza a 20dB/decade che si associa ad uno sfasamento massimo di 90°. In figura 12 l’andamento di un amplificatore compensato con questa tecnica. Affinché lo sfasamento non superi i 135° ipotizzati come limite di sicurezza si possono eventualmente aggiungere 45° dovuti alla frequenza di taglio di una seconda rete interna che può cominciare ad essere significativa solo nei pressi della retta a guadagno richiesto. Questa tecnica è universalmente utilizzata e si evidenzia dalla presenza dello stadio amplificante di figura 11 che è generalmente l’amplificatore di tensione che precede lo stadio finale a guadagno solo di corrente. É facile ottenere stabilità con questo metodo ma è altrettanto facile limitare eccessivamente la velocità di risposta dell’amplificatore.

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