Amplificazione a valvole e a stato solido. Stadi di alimentazione 2/2

Amplificazione a valvole e a stato solido. Stadi di alimentazione

Amplificazione a valvole e a stato solido. Stadi di alimentazione seconda parte. Per concludere viene presentato lo schema di un amplificatore audio a stato solido che è reperibile sul sito www.diyitalia.eu sotto la sezione amplificatori a stato solido (amplificatori – stato solido – 200W MOS)

Nel sito sono presenti alcune considerazioni sul circuito che vengono qui estese a completamento delle considerazioni svolte nei precedenti articoli. Si tratta di una configurazione attualmente molto utilizzata e ormai considerata standard per amplificatori anche di grande potenza.

amplificazione_valvole_schema_elettrico

Gli stadi costituenti l’intero sistema sono tre, facilmente identificabili: un primo stadio differenziale per la chiusura del loop di reazione negativa, un secondo stadio di amplificazione in tensione (su cui far agire il condensatore di compensazione) fino al valore richiesto sul carico, uno stadio finale a bassa impedenza d’uscita e a solo guadagno di corrente per trasferire potenza sul carico. Il primo stadio differenziale con BC556 utilizza come carico la coppia di transistor BC546 funzionanti a specchio di corrente.

In questo modo si ottiene un carico attivo sul ramo che piloterà lo stadio seguente in quanto ad un aumento di corrente del BC556 superiore corrisponde (per il differenziale e lo specchio di corrente) una diminuzione equivalente di corrente sul transistor BC546 inferiore e, poiché questa azione è reversibile, lo stadio seguente sarà pilotato in corrente in maniera simmetrica. La corrente circolante sul differenziale è calcolabile dalla caduta sulla resistenza da 270ohm del generatore di corrente collegata al positivo (un diodo 1N4148 di caduta, 600-700mV) e vale circa 2.5 mA.

Ogni ramo del differenziale opera in condizioni di riposo ad ½ il valore precedente e, in condizioni di transitorio, lo sbilanciamento forzerà tutta la corrente disponibile (max 2.5mA) verso lo stadio seguente con conseguente carica-scarica del condensatore di compensazione da 47pF posto fra base e collettore del transistor MJE430. Si può così ipotizzare uno slew rate approssimativo di 50V/mus come limite in quanto

ΔV/ΔT = I/C = 2.5mA/47pF = 50V/μs

valore adeguato alla potenza nominale che è di 100W su 8ohm. Lo stadio amplificatore di tensione utilizza un generatore di corrente formato dal transistor MJE350 e anche in questo caso si può calcolare la corrente dalla caduta sulla resistenza da 39ohm fra emitter e positivo. Considerando un diodo 1N4148 come caduta si ha una corrente di circa 14mA con la quale pilotare adeguatamente il seguente stadio finale.

É presente un moltiplicatore di Vbe (MJE340 con trimmer annesso) che, accoppiato ai drivers e finali per avere la stessa deriva termica, definirà la corrente di riposo dello stadio finale. Lo stadio finale è costituito da due bipolari di pilotaggio ad emitter follower e da quattro MOS di potenza complementari. L’utilizzo dei MOS consente di raggiungere facilmente potenze elevate e in questo caso i quattro finali possono fornire 200W su 4ohm o 100W su 8ohm a parità di tensione di alimentazione.

Un esame delle curve caratteristiche dei MOS evidenzia la tendenza ad un comportamento più da interruttore che da dispositivo lineare. Esiste sostanzialmente una soglia di conduzione oltre la quale il MOS comincia a condurre e, per i dispositivi indicati, si ottengono le correnti nominali richieste con piccoli aumenti della tensione in ingresso dal valore di interdizione.

Il trimmer di regolazione della corrente di riposo va regolata di conseguenza con prudenza in quanto è facile far scorrere correnti molto elevate visto le caratteristiche dei MOS e la presenza di basse resistenze di limitazione verso l’uscita. La difficoltà di stabilizzare il punto di lavoro in maniera semplice e stabile termicamente porta all’utilizzo della controreazione come soluzione dei problemi di distorsione di crossover preferendo a volte una bassa corrente di polarizzazione fissa per minimizzare il fenomeno della “fuga in corrente” dei finali.

L’utilizzo in parallelo dei dispositivi accentua il pilotaggio non lineare richiedendo singolarmente una corrente inferiore della nominale. I due stadi iniziali sono entrambi con carico attivo per cui possono essere pensati per un guadagno in tensione massimo di circa 60dB ciascuno, valore che si può diminuire agendo sulle resistenze di emitter dei transistor che attualmente (per il differenziale) sono ad un valore di 100ohm, aumentabile se si vuole ulteriormente diminuire il guadagno a loop aperto. Il valore del guadagno a loop chiuso è definito dalle due resistenze di controreazione da 100k e 4.7k con valore risultante di 26dB.

Si richiede una tensione in ingresso di circa 1.3Veff per la massima potenza, valore adeguato al tipo di amplificatore finale. La chiusura della controreazione in presenza di forte differenza di guadagno fra loop aperto e chiuso porterebbe il sistema all’instabilità senza opportuni accorgimenti. Il più evidente è il condensatore di compensazione da 47pF che, attraverso l’effetto Miller, cerca di rendere la risposta in frequenza dipendente solo da questo elemento, ma sono presenti altri due tentativi di stabilizzazione nei confronti delle frequenze elevate. Il primo è la rete di Zobel composta dalla serie di 10ohm e 100nF posta sull’uscita che introduce un carico da 10ohm resistivi al superamento della frequenza di taglio di

F = 1/(6.28 • 10 • 100nF) = 160kHz

costringendo il sistema a vedere un valore resistivo come carico anche in assenza dello stesso. Il secondo è la presenza di una piccola induttanza in serie all’uscita che a frequenze paragonabili isola eventuali componenti capacitive del carico. Non sono presenti sistemi di limitazione della eventuale saturazione degli stadi intermedi per cui, al fine di limitare la possibile distorsione di intermodulazione dinamica, si può agire sul filtro di ingresso attualmente composto da 1kohm e 100pF per limitare i transitori di qualsiasi tipo e consentire alla controreazione di intervenire.

Lo slew rate del sistema impone i microsecondi come ordine di grandezza per l’intervento della controreazione per cui si può portare la costante di tempo del filtro in ingresso a valori paragonabili aumentando la capacità ad almeno 1000pF. Il filtro in ingresso rimane molto lontano dalle frequenze audio per cui è possibile aumentare ancora il valore della capacità senza agire direttamente sulla banda utile. In conclusione viene suggerito un semplice metodo di test per la verifica del margine di stabilità di un qualsiasi amplificatore chiuso su un carico di 8 ? resistivi. Si aggiunge in parallelo al carico un condensatore da 0.47μF trasformando il carico in capacitivo dalla frequenza di taglio di 40kHz in poi.

Si verifica l’uscita con all’ingresso un’onda quadra a 10kHz e la presenza di overshoot più o meno pronunciato sui fronti di salita e discesa evidenzierà la perdita o meno del margine di stabilità. E’ ovviamente auspicabile solo una piccola alterazione della risposta, garanzia di comportamento stabile anche su carichi fortemente variabili come nella realtà delle applicazioni.

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