Amplificatore in classe D ad alte prestazioni: il progetto

In questo articolo presentiamo un progetto rivolto a tutti gli appassionati audiofili, e non solo. Ci occuperemo infatti di un amplificatore di potenza in classe D, costruito attorno a un integrato audio digitale in grado di soddisfare anche le aspettative più esigenti. Caratterizzato da un'elevata potenza di uscita (fino a 200 W su 8 Ohm) e da una bassa dissipazione di calore, questo amplificatore si colloca di diritto nel settore dei dispositivi audio di fascia alta

Introduzione

Circa tre anni fa, sulle pagine di Elektor è stato presentato un amplificatore di potenza (Q-Watt [1]) in classe AB con elevata potenza di uscita e bassissima distorsione. Il progetto che presentiamo ora si differenzia da quest'ultimo soprattutto per l'impiego della tecnologia digitale, con i transistor di uscita funzionanti in modalità switching ad una frequenza molto elevata. Viene inoltre utilizzata la tecnica PWM (Pulse Width Modulation) per convertire l'ampiezza del segnale analogico di ingresso in uno specifico rapporto di impulsi positivi e negativi nel segnale di uscita. Un filtro in uscita blocca il segnale di commutazione di alta frequenza, lasciando transitare verso gli altoparlanti soltanto il segnale audio amplificato. Il principale vantaggio offerto da questo amplificatore di potenza digitale è rappresentato dalla sua elevata efficienza, che consente di utilizzare dei dissipatori di dimensioni molto ridotte rispetto a una soluzione tradizionale. I componenti principali dell'amplificatore sono rappresentati da un integrato driver audio (in contenitore a 16 pin) e da un MOSFET di potenza. Questi due componenti, unitamente a un adeguato circuito di protezione, sono alloggiati su un unico PCB: è quindi sufficiente aggiungere una sorgente di alimentazione, stabilizzata o meno, per completare il circuito. Il progetto non prevede l'utilizzo di alcun componente SMD, di conseguenza l'assemblaggio della scheda risulta notevolmente semplificato, ed è possibile, se lo si desidera, eseguire esperimenti con componenti diversi o di differente valore.

Scelte progettuali

E' sempre possibile costruire un amplificatore in classe D utilizzando esclusivamente componenti discreti, ma la sua progettazione risulta piuttosto complessa. Fortunatamente esistono dei produttori di semiconduttori che offrono degli integrati dedicati per la realizzazione di amplificatori in classe D. Per gli amplificatori di bassa potenza, la gamma di prodotti disponibili è molto ampia, mentre per gli amplificatori di potenza e qualità elevate la selezione è più ristretta. Per questo progetto si è utilizzato un componente prodotto da International Rectifier (ora Infineon): l'IRS2092. Si tratta di un amplificatore audio digitale con protezione, racchiuso all'interno di un contenitore a 16 pin e contenente tutto ciò che serve per realizzare un amplificatore in classe D ad elevate prestazioni (è sufficiente aggiungere soltanto qualche transistor di potenza esterna). L'integrato include dei driver di gate in grado di pilotare i MOSFET con correnti molto elevate, un modulatore PWM con oscillatore integrato, circuito per la protezione bidirezionale dalle correnti, dead time programmabile per il pilotaggio dei MOSFET, e frequenza di commutazione fino a 800 kHz (si veda lo schema a blocchi di Figura 1). Oltre al datasheet [2] e numerosi Application Note, Infineon mette a disposizione per l'IRS2092 anche diversi Reference Design.

Figura 1: schema a blocchi dell'IRS2092

L'amplificatore

Disponendo di un integrato espressamente progettato per un certo tipo di applicazioni, è conveniente partire dal circuito applicativo standard proposto dal produttore. Una descrizione dettagliata dell'integrato è disponibile nell'Application Note AN-1138 [3]. Il circuito utilizzato nel progetto è visibile in Figura 2, dove la configurazione utilizzata per IC2 e per il MOSFET duale  T1 è virtualmente la stessa proposta dal produttore. T1 è espressamente progettato per questo genere di applicazioni, con un MOSFET duale a canale N racchiuso all'interno di uno stesso contenitore. L'IRFI4020H-117P appartiene alla famiglia di MOSFET audio digitali di Infineon, e presenta un UDS max di 200 V, ID cont di 9,1 A, e RDS(on) di 80 mΩ. Rappresenta dunque la scelta ideale per amplificatori con potenze di uscita comprese tra 200 e 300 W, su un carico tipico di 8 Ω. Grazie al suo package singolo, questo MOSFET duale è semplice da montare, sia sulla scheda che su un dissipatore. La rete di retroazione posta tra l'uscita e l'ingresso è formata da R7 e R8, oltre al condensatore C6 necessario per eliminare le componenti RF del segnale (in combinazione con R8). Il guadagno è determinato dal rapporto tra R7 + R8 e R5 + R6. L'impedenza di ingresso dell'amplificatore invertente è determinata da R5 e da R6, ed è relativamente bassa (circa 3,3 kΩ). Proprio per questo motivo è stato aggiunto uno stadio buffer realizzato dall'opamp IC1A (un AD8031ANZ, un opamp veloce di tipo rail to rail). Tramite il jumper JP1 è possibile selezionare quale dei due ingressi si vuole utilizzare. L'impedenza di ingresso dello stadio realizzato dall'opamp è pari a 11 kΩ. Quest'ultimo è stato progettato con un guadagno unitario, ma è comunque possibile incrementare il guadagno inserendo una resistenza nella posizione R3 (A = R4/R3 + 1). L'alimentazione dell'opamp è fornita dai regolatori di tensione a ±5 V, che forniscono anche le tensioni ausiliarie per IC2 (si osservi la Figura 2).

Figura 2: schema elettrico completo dell'amplificatore in classe D. Nella parte alta è presente l'amplificatore, mentre nella parte bassa il circuito di protezione

Virtualmente tutti i componenti posti attorno a IC2 svolgono delle funzioni specifiche. La maggior parte delle resistenze collegate all'integrato determinano i due livelli di corrente limite, il dead time, la tensione di bootstrap per i MOSFET, e la retroazione dell'uscita. IC2 richiede due tensioni ausiliarie (+5 V e –5 V): anziché derivarle direttamente dall'alimentazione principale utilizzando dei diodi Zener e resistenze in serie, si è preferito impiegare dei regolatori di tensione separati (IC3 e IC4), in modo tale da mantenere stabili le tensioni ausiliarie anche quando l'amplificatore è alimentato da una sorgente di potenza non stabilizzata. All'ingresso dei regolatori di tensione sono presenti dei diodi Zener (D4 e D5) al fine di mantenere entro un limite di sicurezza le tensioni di ingresso (la tensione di alimentazione massima è pari a  ±70 V) e per ridurre la dissipazione di questi integrati. Per prevenire gli effetti del rumore di alta frequenza sui regolatori di tensione, è stato introdotto un disaccoppiamento addizionale sui pin di alimentazione ausiliaria di IC2 (VAA and VSS), realizzato da R10/C10/C11 e R11/C12/ C13. Il diodo D3 protegge l'IRS2092 nel caso in cui l'alimentazione negativa si abbassi eccessivamente. La tensione sul pin dell'alimentazione negativa VCC (utilizzato per pilotare i MOSFET) è posto a +12 V rispetto all'alimentazione negativa principale, -VP. Questo pin assorbe una corrente più elevata rispetto ai pin dell'alimentazione ausiliaria, per cui è stato inserito un circuito composto dal regolatore di tensione IC5 in serie con un transistor di potenza Darlington esterno (T2). In questo modo il transistor può gestire la dissipazione di potenza addizionale. Il pin VCC di IC2 è disaccoppiato localmente tramite C20 e R15. La tensione presente sul pin dell'alimentazione positiva di IC2 (VB), fluttuante rispetto a massa, è utilizzato per pilotare il lato inferiore del MOSFET. Questo pin è collegato a un circuito di bootstrap standard, composto da R16, D6 e C21, oltre a  R21 richiesta per caricare C21 prima che l'oscillatore PWM cominci ad operare. La resistenza R16 serve a limitare la corrente di picco. Il dead time (cioè l'intervallo di tempo in cui entrambi i MOSFET sono disattivati al fine di prevenire picchi eccessivi di corrente) può essere impostato tramite il partitore di tensione R19/R20 a uno tra quattro valori discreti: 105, 65, 40 oppure 25 ns. Nel nostro caso è stato selezionato il valore minimo di dead time (25 ns) omettendo la resistenza R20. Si noti come aumentando il dead time si provochi un incremento significativo del THD alle alte frequenze. Si tenga inoltre presente che i MOSFET richiedono in genere un tempo doppio (o anche superiore) per commutare nello stato off, rispetto al tempo richiesto per commutare nello stato on. Le resistenze R25 e R26 limitano le correnti di carica e scarica da e verso i gate dei transistor di potenza MOSFET. Il valore nominale della corrente di corto circuito dell'uscita del driver è pari a 1 A per il sourcing e 1,2 A per il sinking. Scegliendo per R25 e R26 un valore pari a 18 Ω, i picchi delle correnti di carica e scarica vengono limitati a circa 0,5 A. Il partitore di tensione R17/R18 determina la corrente limite per il lato basso, mentre la resistenza dei MOSFET (RDS(on)) viene utilizzata come resistenza di sensing. Il coefficiente di temperatura positivo della resistenza RDS(on) ha il vantaggio che il livello della corrente limite diminuisce quando la temperatura dei MOSFET aumenta. L'IRS2092 dispone di una tensione di riferimento interna pari a 5,1 V (VREF sul pin 7), utilizzabile per impostare con precisione la corrente limite. Purtroppo, la resistenza drain-source dei MOSFET ha una tolleranza piuttosto elevata. Con una tensione gate-source di 10 V, l'RDS(on) dei MOSFET utilizzati ha un valore tipico di 80 mΩ e massimo di 100 mΩ (a 25°C). A 125°C, RDS(on) sale a più di 175 mΩ. Nel nostro progetto abbiamo impostato la tensione della corrente limite a 1,56 V, cui corrisponde una corrente limite (tipica) di 19,5 A a una temperatura di giunzione di 25°C. A 125°C il valore limite scende a circa 8,7 A. Se la corrente di uscita è troppo elevata, l'IRS2092 si spegne, e le uscite  LO e HO sono impostate basse per proteggere i MOSFET. La corrente limite del lato superiore è impostata attraverso l'ingresso CSH (pin 16). Questo pin presenta una tensione di soglia tipica pari a 1,2 V rispetto a VS (pin 13). Per la corrente limite del lato superiore, occorre aggiungere al partitore di tensione un diodo di blocco (D7) al fine di proteggere il pin CSH dalle sovratensioni quando il lato superiore viene spento. La caduta di tensione di 0,6 V su D7 aumenta di 0,6 V la tensione drain-source sul lato superiore del MOSFET. La resistenza R24 produce una tensione di bias per D7 quando la parte superiore del MOSFET è in conduzione. Il partitore di tensione R22/R23 riduce la tensione sul lato superiore del MOSFET e su D7. Ciò implica che se si vuole impostare lo stesso valore limite presente sul lato inferiore, occorre tenere in considerazione il diodo D7, da cui si ricava un valore di 10 kΩ per R23 e di 8 kΩ (aggiustato a 8,2 kΩ) per R22. Si veda la descrizione dell'amplificatore presente sul sito Elektor Labs [4] per i dettagli relativi ai calcoli.
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Una risposta

  1. Stefano Lovati Stefano Lovati 9 gennaio 2018

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