Misura del rumore 2nV/√Hz e della reiezione a 120dB di segnali dell’alimentatore in regolatori lineari

Un alimentatore silenzioso, ben regolato, è importante per ottenere prestazioni ottimali in varie applicazioni circuitali. Gli oscillatori controllati in tensione (VCO) e gli oscillatori al quarzo controllati in tensione di precisione (VXXO), rispondono in tempi brevissimi a variazioni della tensione (“segnali”) di piccola entità dell’alimentatore. Gli anelli ad aggancio di fase (PLL) richiedono un alimentatore stabile, poiché segnali dell’alimentatore generano direttamente rumore di fase all’uscita. Gli amplificatori RF richiedono alimentatori silenziosi poiché non hanno un circuito di reiezione di segnali dell’alimentatore, per cui variazioni della tensione del regolatore si manifesteranno sotto forma di bande laterali indesiderate e ridurranno il rapporto segnale/rumore.

Introduzione

Gli amplificatori a basso rumore e i convertitori analogico-digitali (A/D) non hanno una reiezione infinita dei segnali dell’alimentatore e quindi quanto più “pulita” è l’uscita del regolatore, tanto maggiori sono le loro prestazioni. Queste sono solo alcune delle applicazioni in cui è necessario che i regolatori lineari assicurino tensioni di alimentazione stabili, ma come far sì che il regolatore funzioni in conformità alle specifiche? Dopo aver costruito l’alimentatore, è possibile determinare se il rumore è sufficientemente basso per l’applicazione: si misura il rumore di fase dell’oscillatore e lo si confronta con i risultati ottenuti con un alimentatore la cui stabilità è stata verificata; inoltre ci si accerta che i convertitori A/D producano il massimo numero di bit. Si tratta di misure lunghe e difficili, e sarebbe preferibile far sì che i livelli di rumore siano sufficientemente bassi per le proprie esigenze senza bisogno di ricorrere a costose prove.
Oltre al rumore, occorre considerare anche le funzioni di reiezione di segnali dell’alimentatore di cui è dotato il regolatore lineare; se quest’ultimo presenta una reiezione scadente, si propagano segnali di commutazione residui o altri segnali indesiderati, vanificando il notevole lavoro fatto per assicurare un alimentatore pulito. Ottenere un rumore estremamente basso dal regolatore è inutile se l’alimentatore presenta una reiezione scadente, poiché il segnale che si propaga è a livello sufficiente da coprire il rumore.

Misura del rumore della tensione di uscita

Un circuito silenzioso non è niente di nuovo

Il problema del rumore è stato già affrontato. La Nota applicativa n. 83 di Linear Technology Application, “Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators”, pubblicata a marzo 2000, descrive dettagliatamente un metodo di misura di precisione del rumore della tensione di uscita di regolatori a livelli bassissimi, fino a 4µVRMS. I filtri e il circuito amplificatore descritti nella suddetta nota applicativa offrivano 60dB di guadagno in una banda da 10Hz a 100kHz; questo è un buon punto di partenza per determinare la precisione della misura di livelli di rumore.
Vengono ora prodotti nuovi regolatori lineari, come l’LT3042, che presentano livelli del rumore della tensione di uscita molto più bassi. Mentre la famiglia di regolatori introdotta più o meno contemporaneamente alla pubblicazione della Nota applicativa n. 83 funziona con rumore pari a circa 20µVRMS nella banda da 10Hz a 100kHz, l’LT3042 è ora disponibile con livelli di rumore molto più bassi, fino a 0,8µVRMS nella stessa banda di frequenza. Riesaminando il circuito della suddetta nota applicativa si osserva un livello base di rumore riferito all’ingresso di 0,5µVRMS, che consente di ottenere un errore minore di 1% quando si misurano livelli di rumore molto bassi, fino a 4µVRMS. Con livelli del rumore di uscita uguali a 0,8µVRMS, questo livello base di rumore è ora inaccettabile; il regolatore stesso funziona a livelli di rumore solo leggermente superiori a quelli del circuito di misura; ciò comporta un errore di quasi il 20%, così che il circuito di misura diventa un fattore troppo significativo per consentire di eseguire misure di precisione dei segnali.
La misura di un livello di rumore inferiore a 1µVRMS non è un’operazione semplice; procedendo in senso inverso a partire da una banda di misura compresa fra 10Hz e 100kHz, ciò equivale a una densità spettrale del rumore di 3,16nV/√Hz (assumendo che il rumore sia bianco), equivalente al rumore Johnson di un resistore da 625Ω! Le misure di rumore a questi livelli con precisione del 5% richiedono che la strumentazione abbia un rumore riferito all’ingresso di 1nV/√Hz, mentre una misura con precisione dell’1% richiede un rumore riferito all’ingresso di 450pV/√Hz.

Quale misura eseguire?

Adesso abbiamo un’idea del livello base del rumore richiesto dalla strumentazione, ma occorre chiedersi quale intervallo di frequenze è cruciale e quale strumento si deve impiegare per misurare il rumore risultante. Per misurare la densità spettrale del rumore, si può semplicemente applicare l’uscita del regolatore attraverso stadi di guadagno a basso rumore e quindi a un analizzatore di spettro, escludendo dalla misura frequenze indesiderate. Se si desidera il valore picco-picco o quello efficace del rumore, sono necessari filtri elimina banda negli stadi di guadagno a basso rumore per essere certi di misurare solo il segnale nella banda desiderata.
Un intervallo di frequenze utilizzato spesso per misure di rumore a larga banda è quello tra 10Hz e 100kHz, che include la banda audio e assicura bande laterali minime per i dati in banda base trasmessi a radiofrequenza. I regolatori a basso rumore adoperati negli anelli ad aggancio di fase e nella strumentazione ad alta precisione richiedono misure a frequenza maggiore (fino a 1MHz e oltre), per cui non ci si dovrebbe limitare al solo intervallo fino a 100kHz. Nel caso ideale, i filtri elimina banda sono filtri a transizione brusca da banda passante a banda eliminata (“brick-wall”) alla frequenza desiderata, ma gli aspetti effettivi del progetto del circuito impediscono di ottenere questo risultato. Si scelgono filtri Butterworth di ordine superiore sia per mantenere la minima variazione nell’intervallo di frequenze di interesse sia perché tali filtri approssimano meglio il funzionamento “brick-wall”. L’ordine del filtro selezionato dipende dall’errore introdotto dalla sua larghezza di banda di rumore equivalente (ENB, equivalent noise bandwidth): un filtro Butterworth passa basso del secondo ordine presenta una ENB pari a 1,11fH – l’errore è eccessivo – mentre con filtri del quarto ordine la ENB scende a 1,026fH, corrispondente a livelli di errore pari a circa l’1,3%. Filtri di ordine superiore aggiungerebbero complessità e costo non necessari mentre le prestazioni migliorerebbero in misura minima. L’errore di un filtro del quarto ordine è accoppiato a errori introdotti dal rumore riferito all’ingresso, indicando che una misura con precisione del 5% richiede che occorre intervenire sul rumore riferito all’ingresso generato dall’amplificatore affinché contribuisca non oltre a 1% di errore massimo.
È necessario considerare anche il guadagno del circuito: se il guadagno è troppo basso, il rumore del dispositivo di misura si somma e altera le misure analogamente a quanto fatto dal rumore d’ingresso dell’amplificatore; al tempo stesso, la strumentazione potrebbe non avere una sensibilità sufficiente per garantire risultati affidabili. Per misure del valore efficace del rumore, un voltmetro a valore efficace HP3400A ha un limite inferire di 1mV, per cui 60dB è un guadagno minimo assoluto. Tenendo presente il livello base di rumore degli analizzatori di spettro attualmente reperibili in commercio (e disponibili sul mercato secondario) si è deciso che il valore ideale sarebbe stato 80dB.

Considerazioni concernenti la misura sul regolatore

La Figura 1 mostra un diagramma a blocchi del circuito di misura del rumore. Lo stadio di blocco iniziale della componente CC è seguito da uno stadio di guadagno a rumore ultrabasso per amplificare l’ingresso di un fattore AV = 25. Segue un filtro passa alto del primo ordine a 5Hz e un altro stadio di guadagno con AV = 20, seguito da un filtro Sallen-Key del secondo ordine a 10Hz e un ultimo stadio di guadagno con AV = 20; il guadagno netto complessivo è uguale a 10.000 ossia 80dB. A questa catena segue una di tre uscite selezionabili secondo la frequenza di limite superiore desiderata; sono disponibili un limite a 1MHz, il filtro elimina banda a 100kHz discusso in precedenza e un’uscita a larga banda che funziona ai limiti degli stadi di guadagno utilizzati (la frequenza a –3dB è misurata a 3 MHz). Ciascuna uscita è seguita da un ultimo filtro passa alto a 5Hz per bloccare qualsiasi componente CC residua.
Il circuito effettivo è mostrato nella Figura 2; lo stadio di blocco della componente CC consiste di un condensatore da 680µF in serie con un resistore da 499Ω. I valori di capacità e resistenza selezionati rappresentano uno dei compromessi principali nel circuito: la resistenza deve essere sufficientemente bassa affinché le correnti di base dello stadio successivo non causino un errore CC notevole, ma se il valore scelto è troppo basso, la capacità necessaria nel filtro diventa estremamente grande; inoltre, una resistenza troppo bassa può far sì che il filtro diventi parte del circuito di compensazione della frequenza per il regolatore in prova, modificando i risultati che si ottengono. I valori indicati formano un filtro passa alto con frequenza di taglio di 0,5Hz.
L’architettura del primo stadio di guadagno è cruciale, poiché questo stadio deve fornire un guadagno costante mentre funziona con un rumore riferito all’ingresso estremamente basso. Sulla base di considerazioni precedenti illustrate dal fu Jim Williams nella Nota applicativa 124, “775 Nanovolt Noise Measurement for A Low Noise Voltage Reference”, si è scelta una coppia differenziale di transistor che pilota gli ingressi di un amplificatore operazionale per ottenere la larghezza di banda ottimale pur continuando a mantenere basso il rumore. Facendo funzionare la coppia differenziale a un guadagno di circa 80 si assicura che il rumore dei transistor domini e quello dell’amplificatore operazionale non costituisca un fattore notevole.
Il primo stadio – l’amplificatore a rumore ultrabasso – consiste di due coppie adattate di transistor THAT300 in parallelo (per ridurre il rumore riferito all’ingresso) seguite da un LT1818 configurato in modo che il guadagno totale dello stadio sia uguale a 25. I quattro transistor THAT300 sono realizzati in un contenitore SO-14 e offrono buone caratteristiche di adattamento (in genere 500µV ∆VBE) e un rumore tipico di 800pV/√Hz, mentre l’LT1818 è stato scelto tenendo presente l’elevato prodotto guadagno-larghezza di banda.
Il collegamento in parallelo degli stadi dell’amplificatore e delle coppie d’ingresso offre un vantaggio in termini di livello base di rumore senza che ne vada a scapito il guadagno. È noto che il rumore di tensione dei circuiti amplificatori diminuisce quando questi vengono collegati in parallelo: N stadi assicurano una riduzione di √N del rumore, per cui collegando in parallelo le coppie di transistor si riduce il rumore efficace riportandolo a 800pV/√Hz; lo si riduce poi ulteriormente – dimezzandolo a 400pV/√Hz – collegando in parallelo quattro degli stadi d’ingresso completo. Aggiungendo ulteriori generatori di rumore l’effetto è minimo, così che si è prossimi al valore 450pV/√Hz desiderato per ottenere una precisione dell’1%.
All’uscita del primo stadio, condensatori da 330µF e resistori da 100Ω assicurano il blocco di eventuali componenti CC di offset, intrinseche al funzionamento di un amplificatore operazionale e di una coppia differenziale di transistor. Questi condensatori e resistori costituiscono anche un filtro passa alto da 5Hz, che contribuisce a creare il filtro elimina banda a bassa frequenza desiderato. Le uscite di tutti e quattro gli stadi d’ingresso vengono sommate in un secondo stadio con un guadagno di 20. Poiché a questo punto l’ingresso è stato già amplificato, il rumore dell’amplificatore operazionale rappresenta di nuovo un fattore di piccola entità.
Il filtro passa alto del secondo ordine da 10Hz è un semplice filtro Sallen-Key a guadagno unitario; un aumento del Q di questo filtro contribuisce a compensare la risposta in frequenza dei singoli stadi passa alto da 5Hz e fornisce un punto a 3dB alla frequenza di 10Hz per il circuito totale. Di nuovo, il blocco della componente CC in questo stadio previene il guadagno aggiuntivo di eventuali offset che potrebbero essere stati amplificati nello stadio precedente. Il mancato blocco della componente CC tra i vari stadi potrebbe causare il pilotaggio degli amplificatori sino ai limiti di tensione e invalidare le misure. Ciascun stadio di guadagno è stato inframmezzato con un filtro per prevenire la propagazione della componente CC e al tempo stesso assicurare l’eliminazione della banda al limite inferiore.
L’ultimo stadio è un semplice amplificatore invertente con guadagno regolabile per compensare variazioni dei valori dei componenti. Da questo punto il circuito si divide in tre stadi di uscita. La massima larghezza di banda di 3 MHz per la trasmissione del rumore al guadagno massimo deriva direttamente da un follower, evitando l’uso di filtri passa basso. Alla seconda uscita troviamo un filtro passa basso Butterworth del quarto ordine da 1MHz, mentre l’uscita finale presenta un filtro passa basso Butterworth del quarto ordine da 100kHz. Tutti e tre gli stadi includono un filtro RC finale da 5Hz per l’arresto della componente CC.

AN134 F05

Figura 1. Sezioni filtro e guadagno per misure di rumore. I filtri Butterworth assicurano una risposta appropriata nell’intervallo di frequenze.

AN134 F05

Figura 2. Implementazione della Figura 1. Coppie differenziali di transistor a basso rumore con stadi collegati in parallelo per ridurre il rumore e al tempo stesso fornire guadagno.

 

La scelta dei componenti è importante

Scegliere i componenti adatti è importante per qualsiasi circuito, ma quando si tratta di misure di rumore ultrabasso, diventa ancora più importante. Il punto più critico nell’amplificatore di rumore è lo stadio d’ingresso; superato questo primo stadio, molte delle difficoltà scompaiono. Occorre considerare con attenzione il filtro RC impiegato per bloccare la componente CC.
La scelta del resistore è abbastanza semplice; si usa un resistore a film metallico per essere sicuri di ottenere un basso rumore 1/f rispetto a resistori a film sottile. Il condensatore è invece un problema completamente diverso di cui si devono esaminare i vari aspetti. Nella Nota applicativa n. 124 si è impiegato un costoso condensatore al tantalio a elettrolita liquido per ottenere il basso rumore 1/f dopo una selezione manuale volta ad assicurarsi che le perdite fossero basse. Quando il condensatore deve funzionare a frequenze bassissime – sino a 0,1Hz – queste caratteristiche sono ancora più importanti. Con un filtro elimina banda a bassa frequenza – 10Hz – per il rumore a larga banda, condensatori più economici offrono prestazioni accettabili. I condensatori ceramici multistrato di grandi dimensioni costituiscono una scelta scadente poiché sono intrinsecamente piezoelettrici: qualsiasi vibrazione meccanica applica un segnale al circuito che supera rapidamente i livelli di rumore misurati; inoltre, il coefficiente di tensione modifica la frequenza di taglio basata sulla tensione di uscita del regolatore – una caratteristica indesiderabile. I condensatori elettrolitici all’alluminio e al tantalio non sono costosi e non presentano coefficienti di tensione né sensibilità meccanica. Sono stati considerati anche condensatori più costosi come quelli con film in polietilentereftalato, ma sono stati esclusi a causa della bassa disponibilità, del costo elevato e della mancanza di prestazioni in termini di guadagno.
Anche con queste possibili scelte, i condensatori non presentano caratteristiche di rumore che debbano essere considerate. I condensatori ceramici multistrato di grandi dimensioni funzionano con basso rumore ma sono stati già esclusi a causa della loro sensibilità alle vibrazioni meccaniche. I condensatori elettrolitici all’alluminio e al tantalio presentano livelli di rumore più elevati (per ulteriori informazioni vedere Sikula, et. al. nella Bibliografia). Alla fine sono stati scelti normali condensatori al tantalio in virtù del costo ragionevole, buone caratteristiche con la tensione di polarizzazione e risposta nulla alle vibrazioni fisiche. Si collegano in parallelo più condensatori per ottenere la tensione nominale e la capacità netta necessarie, mentre si riduce il rumore contribuito.
Anche per il filtro/circuito di blocco tra i moduli di guadagno del primo e del secondo stadio si sono scelti condensatori al tantalio per motivi simili. Anche se il guadagno dal primo stadio ha amplificato il rumore, si è determinato che i condensatori ceramici generano un segnale, per effetto piezoelettrico, oltre i livelli desiderati.
Quasi ogni condensatore è adatto per le reti finali di filtro/blocco dell’uscita; si sono scelti condensatori ceramici. Il rumore amplificato è ora sufficientemente elevato rispetto alla risposta piezoelettrica dei condensatori e l’assenza di un offset CC significa che i condensatori sono prossimi ai valori previsti di capacità. I condensatori impiegati per la compensazione nel primo stadio di guadagno e anche quelli adoperati nei filtri Butterworth sono C0G, NPO o con film in polietilentereftalato poiché questi dielettrici presentano effetti piezoelettrici o spostamenti della polarizzazione CC limitatissimi o nulli.
L’alimentazione del circuito stesso è un’ultima importante decisione. Si sono scelte celle alcaline per ottenere l’alimentatore più silenzioso per tutti gli stadi e prevenire anelli di massa nella strumentazione, che altererebbero le misure. Occorre tenere presente che tutti i circuiti qui utilizzati non hanno reiezione infinita dei segnali dell’alimentatore, per cui qualsiasi rumore presente nell’alimentatore può propagarsi alle uscite e rischiare di influire sui risultati delle misure; questo è un aspetto da considerare con attenzione prima di decidere di alimentare il circuito con un alimentatore di rete.

Limitazioni pratiche del circuito

L’amplificatore ha limitazioni pratiche che non possono essere ignorate. A causa degli 80dB di guadagno del circuito, un segnale di tensione all’ingresso pari a 100µVP-P si presenta all’uscita con il valore di 1VP-P. L’uso di tensioni di alimentazione a ±4,5V impone che l’ampiezza del segnale di uscita sia minore di ±3,5V per cui all’ingresso l’ampiezza totale non può essere maggiore di ±350µV, altrimenti è impossibile garantire la fedeltà del segnale. Per quanto riguarda il rumore gaussiano, ci si deve aspettare un fattore di cresta pari a 10 nel caso peggiore; con questo circuito è possibile misurare solo 70µVRMS al massimo.
È pure importante accertarsi che i condensatori al tantalio siano polarizzati correttamente. Per quanto riguarda il condensatore di arresto dell’ingresso, i transistor funzionano quasi al potenziale di massa, così che un regolatore di tensione a uscita positiva richiede che il lato positivo del condensatore sia collegato all’uscita del regolatore; viceversa, il condensatore viene invertito quando si deve misurare una tensione di uscita negativa. Per quanto riguarda il filtro e il circuito di blocco della componente CC inserito fra il primo e il secondo stadio, il lato negativo del condensatore va collegato al primo stadio. La corrente di base dei transistor porta le basi a un valore leggermente negativo attraverso il resistore da 499Ω e questa tensione leggermente negativa viene amplificata ulteriormente a causa del guadagno di 25 nel primo stadio, richiedendo questo orientamento.

Taratura, verifica e misura

Una volta costruito il circuito, è necessario verificare sia il guadagno che il rumore riferito all’ingresso. Per regolare il guadagno, si utilizza un attenuatore a 60dB per ridurre il segnale di un generatore di funzione a un livello che eviti di portare l’uscita dell’amplificatore ai limiti di tensione. Con 100mVP-P a una frequenza intermedia di 1kHz dal generatore di funzione all’attenuatore, si regola il potenziometro nello stadio di guadagno finale per ottenere 1VP-P all’uscita. Regolando la frequenza verso valori superiori e inferiori, da 10Hz a 1MHz, si ha l’indicazione che il guadagno è costante nella larghezza di banda desiderata.
La verifica del guadagno e della risposta in frequenza si esegue con un analizzatore di rete. Il segnale di riferimento viene applicato, attraverso l’attenuatore a 60dB, all’ingresso dell’amplificatore. Le tre uscite separate vengono collegate per costituire il punto di verifica e si eseguono spazzolate in frequenza. La Figura 3 mostra il guadagno in funzione della frequenza per ciascuna delle tre uscite ed evidenzia l’eccellente costanza e le appropriate frequenze di taglio.
Per verificare il rumore riferito all’ingresso, si mette l’ingresso dell’amplificatore in corto a massa e si misura il rumore all’uscita. Le misure vengono eseguite direttamente con un voltmetro a valore efficace o un oscilloscopio; la densità spettrale del rumore viene osservata con un analizzatore di spettro. La densità spettrale del rumore misurato dell’uscita in larga banda (mostrata nella Figura 4) ha rumore 1/f con frequenza di taglio uguale a 200Hz e caratteristiche di rumore bianco pari a 5µV/√Hz da 200Hz a 1MHz. Il risultato della divisione di questo valore per il guadagno di 80dB indica che il rumore riferito all’ingresso è uguale a 500pV/√Hz, leggermente superiore al valore desiderato. Anche con la componente 1/f, i calcoli danno 0,15µVRMS nella banda da 10Hz a 100kHz, un valore sufficientemente basso da consentire la misura di 1µVRMS nella stessa larghezza di banda con precisione. Le misure sono ben correlate con il rumore picco-picco misurato con un oscilloscopio come illustrato nella Figura 5.

AN159 F03

Figura 3. Guadagno del circuito della Figura 1. Le risposte dei filtri mostrano una brusca riduzione alle frequenze di taglio desiderate.

 

P364-Fig4

Figura 4. La densità spettrale del rumore dell’amplificatore con l’ingresso in corto mostra la componente 1/f. Dividendo per il guadagno del circuito, pari a 80dB, si ottiene il rumore riferito all’ingresso.

 

AN159 F05

Figura 5. Il rumore picco-picco dell’amplificatore con ingresso in corto (intervallo di 100kHz) è correlato alla densità spettrale del rumore.

 

Le misure non sono ancora un’operazione semplice

Durante la progettazione e verifica di questo circuito sono stati riscontrati molti effetti impercettibili che hanno mostrato quanto sia difficile misurare livelli di rumore ultrabassi. Mettendo l’ingresso in corto a massa e collegando l’uscita a un oscilloscopio si osservano molti effetti non rilevabili con un voltmetro a valore efficace o un analizzatore di spettro. Notevoli escursioni del segnale osservate quando si usano condensatori ceramici per il filtro d’ingresso e il filtro del secondo stadio, ne hanno rivelato la natura piezoelettrica anche semplicemente battendo le dita sul banco;  ciò ha indicato l’opportunità di passare a condensatori al tantalio con elettrolita solido.
Inoltre è stato evidente che i livelli di rumore per la misura erano così bassi da richiedere accorgimenti straordinari per ottenere risultati affidabili. Collocando la scheda dell’amplificatore di fronte a un oscilloscopio più vecchio si è osservato un segnale a 20kHz regolare (probabilmente un regolatore a commutazione interno all’oscilloscopio) con ampiezza superiore al rumore riferito all’ingresso, mentre collocandola vicino a un multimetro da banco si è ottenuto un segnale a 60Hz di elevata ampiezza. La Figura 6 mostra quanto sia sensibile l’amplificatore quando è collocato ad alcuni centimetri di fronte all’oscilloscopio alimentato. In entrambi i casi, allontanando la scheda dalla strumentazione o modificandone l’orientamento si modificava l’ampiezza del segnale, mentre spegnendo la strumentazione si rimuoveva il segnale stesso. Si sono collegate alcune spire di cavo, avvolte intorno alla punta di una matita, a un generatore di funzione affinché funzionassero come una piccola antenna a varie frequenze. Non sorprendentemente, alcune aree della scheda hanno mostrato anelli di circuito accoppiati magneticamente agli induttori e ai trasformatori all’interno della strumentazione da banco. Si sono apportati alcuni miglioramenti al layout per ridurre al minimo gli anelli, ma è stato subito ovvio che era necessaria una schermatura esterna.

Figura 6. Il segnale rappresentato, con l’ingresso in corto e vicino all’oscilloscopio, evidenzia la sensibilità ai campi magnetici.

Figura 6. Il segnale rappresentato, con l’ingresso in corto e vicino all’oscilloscopio, evidenzia la sensibilità ai campi magnetici.

Costruzione di un contenitore schermato

Le figure 7 e 8 mostrano la costruzione interna del contenitore schermato che ospita la scheda dell’amplificatore di rumore. La scheda è alimentata da sei pile alcaline tipo D e sia la scheda che le pile sono collocate all’interno di una scatola costruita con mu-metal di 0,050” (1,27mm) di spessore, per ottenere una schermatura adeguata contro i campi magnetici a bassa frequenza. Questa scatola viene quindi inserita all’interno di un’altra scatola, che lascia 1,27mm di spazio libero su ciascun lato, costruita con fogli di rame da 56 grammi, scelti per ottenere schermatura adeguata contro frequenze più alte. Infine, il tutto viene inserito all’interno di una scatola di acciaio (una scatola per biscotti utilizzata per questo scopo), anch’essa con 1,27mm di spazio libero su ciascun lato e che assicura una certa schermatura iniziale contro i campi magnetici. Gli intervalli d’aria di 1,27mm fra le scatole contribuiscono ad attenuare i campi. Per una discussione sui materiali utili per la schermatura contro campi magnetici a bassa frequenza, vedere l’Appendice A, Materiali impiegati per la schermatura contro i campi magnetici.
Vale la pena di notare alcuni aspetti costruttivi di questo contenitore. La scheda dell’amplificatore interno è dotata di un cavo coassiale che raggiunge i connettori BNC d’ingresso e di uscita esterni. Tuttavia, occorre fare attenzione alle connessioni per la schermatura dei cavi coassiali: solo la schermatura d’ingresso è collegata al piano di massa della scheda e alla parte più esterna della scatola in acciaio. Le schermature dei connettori BNC d’ingresso e di uscita sono collegate alla scatola in acciaio, mentre quelle del cavo coassiale sono collegate alla massa della scheda su entrambi i lati. Se la schermatura di uscita fosse pure connessa alla scatola in acciaio, si formerebbe un anello di massa che potrebbe captare campi di dispersione. Ciascun livello del contenitore di schermatura è collegato elettricamente a quello esterno successivo tramite viti metalliche e standoff, mentre la scheda dell’amplificatore è isolata mediante una maschera di saldatura. Si realizzano così le connessioni tra ciascuna scatola senza eseguire connessioni interne con il piano di massa della scheda dell’amplificatore, eliminando il rischio di creare anelli. Infine, è stata prestata ulteriore attenzione alla scatola in acciaio, levigandone sia i bordi interni ed esterni sia il coperchio per asportare la vernice decorativa ed eliminare gli strati protettivi allo scopo di assicurare un buon contatto elettrico fra il coperchio e la scatola.
Val la pena di notare che anche con tutta l’attenzione prestata a schermare il circuito, i campi a frequenza di rete hanno intensità sufficiente per influire sull’andamento del rumore illustrato nella Figura 4. Fortunatamente, la schermatura è sufficiente a ridurre al minimo i segnali creati da questi campi. Ciò nonostante, occorre tenere ben presente la possibilità di interazione di campi con questo circuito quando si eseguono misure.

Figura 7. Costruzione del contenitore schermato mediante una scatola in mu-metal inserita in una scatola di rame a sua volta inserita in una scatola di acciaio per attenuare i campi.

Figura 7. Costruzione del contenitore schermato mediante una scatola in mu-metal inserita in una scatola di rame a sua volta inserita in una scatola di acciaio per attenuare i campi.

 

Figura 8. Dettagli costruttivi del contenitore schermato. Si noti che solo la schermatura del cavo coassiale d’ingresso è collegata al contenitore metallico per prevenire anelli di massa.

Figura 8. Dettagli costruttivi del contenitore schermato. Si noti che solo la schermatura del cavo coassiale d’ingresso è collegata al contenitore metallico per prevenire anelli di massa.

 

Misura del rumore di uscita del regolatore

Dopo aver tarato e verificato l’amplificatore, si procede all’esecuzione delle effettive misure di rumore. Per misurare con precisione il rumore di uscita di un regolatore lineare e ottenere risultati affidabili occorre prestare molta attenzione alla schermatura del dispositivo in prova, alla scelta dei componenti, al layout e alla gestione dei cavi. La Figura 9 mostra la configurazione utilizzata per eseguire misure su un regolatore lineare, evidenziando la costruzione e la schermatura impiegate per evitare che campi magnetici alterino le misure. Si collega solo uno strumento alla volta per prevenire alterazioni delle misure causate da anelli di massa.
Si è scelto di alimentare il regolatore lineare con una batteria per lo stesso motivo alla base della scelta di come alimentare l’amplificatore: l’obiettivo è misurare il rumore del regolatore lineare anziché caratterizzare la reiezione di segnali dell’alimentatore. Non è necessario che il regolatore sia schermato, poiché la sua bassa impedenza di uscita lo rende molto meno sensibile ai campi magnetici a bassa frequenza. Le connessioni dall’uscita del regolatore all’amplificatore di rumore devono essere realizzate con connettori cilindrici corti, poiché lunghi cavi flessibili introdurrebbero errori causati da effetti triboelettrici.
L’uscita dell’amplificatore viene applicata direttamente a un oscilloscopio per misurare il rumore picco-picco. Come mostrato nella Figure 10, il rumore picco-picco dell’LT3042 è pari a 4µVP-P. La Figura 11 mostra grafici del rumore dello stesso regolatore, ottenuti con un analizzatore di spettro e corrispondenti a diversi valori della capacità del pin SET, mentre la Figura 12 mostra il rumore efficace da 10Hz a 100kHz in funzione di tale capacità.
Le misure di rumore efficace richiedono una selezione molto attenta della strumentazione. I voltmetri a valore efficace possono presentare caratteristiche molto diverse; rivedere l’Appendice C, Understanding and Selecting RMS Voltmeters, della Nota applicativa n. 83, “Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators”, per informazioni sui vari tipi di voltmetri a valore efficace e sulle loro prestazioni. Questa appendice elenca molti e diversi voltmetri a valore efficace ed evidenzia come alcuni presentano errori notevoli, producendo misure più ottimistiche di quelle reali.

Figura 9. Configurazione del banco di misura del rumore. Il contenitore schermato ospita l’amplificatore di rumore; la bassa impedenza di uscita del regolatore lineare elimina la necessità di schermatura ma i campi magnetici possono ancora influire sull’uscita.

Figura 9. Configurazione del banco di misura del rumore. Il contenitore schermato ospita l’amplificatore di rumore; la bassa impedenza di uscita del regolatore lineare elimina la necessità di schermatura ma i campi magnetici possono ancora influire sull’uscita.

 

Figura 10. Rumore dell’LT3042 nella banda da 10Hz a 100kHz. Il valore efficace del rumore è pari a 0,8μVRMS.

Figura 10. Rumore dell’LT3042 nella banda da 10Hz a 100kHz. Il valore efficace del rumore è pari a 0,8μVRMS.

 

Figura 11. Il diagramma della densità spettrale del rumore mostra l’effetto dell’aumento della capacità del pin SET sull’LT3042.

Figura 11. Il diagramma della densità spettrale del rumore mostra l’effetto dell’aumento della capacità del pin SET sull’LT3042.

Misura della reiezione di segnali dell'alimentatore attuata dal regolatore

Tanto importante quanto il rumore

Per un regolatore lineare, la reiezione di segnali dell’alimentatore è tanto critica quanto il rumore della tensione di uscita; se la reiezione è scadente, anche un regolatore con rumore minimo lascerà propagare il segnale sino all’uscita e ciò può coprire il rumore proveniente dal regolatore stesso. Spesso si impiegano regolatori a commutazione come preregolatori per ottenere una combinazione ottimale di efficienza, rumore, risposta al transitorio e impedenza di uscita.
La maggior parte dei regolatori a commutazione all’avanguardia funziona a frequenze comprese fra 100kHz e 4MHz. Anche impiegando condensatori con la minima resistenza equivalente in serie (ESR), poiché nei regolatori a commutazione l’energia viene trasferita a impulsi, si crea un ripple della tensione di uscita alla frequenza di commutazione. Questi segnali causano problemi in circuiti di telecomunicazione o video sensibili al rumore e di altro tipo; questo aspetto è stato discusso nella Nota applicativa n. 101 di Linear Technology, “Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”, pubblicata a luglio 2005.
I regolatori lineari più recenti promettono una reiezione di segnali dell’alimentatore di almeno 80dB; l’LT3042 offre quasi 120dB a determinate frequenze. Per verificare ciò, occorre mantenere l’ingresso a un’ampiezza sufficientemente bassa da assicurare che si stia verificando la risposta del regolatore a un segnale di piccola entità anziché quella a un segnale notevole, anche se si deve generare un segnale di ampiezza sufficiente da produrre un segnale misurabile all’uscita. Inoltre, il livello della componente CC con il segnale CA sovrapposto non deve pilotare il regolatore al dropout o in altre regioni di funzionamento indesiderate.

Figura 12. Aumentando la capacità del pin SET si riduce il valore efficace del rumore nella banda da 10Hz a 100kHz.

Figura 12. Aumentando la capacità del pin SET si riduce il valore efficace del rumore nella banda da 10Hz a 100kHz.

 

Figura 13. La scheda di pilotaggio somma le tensioni in corrente continua e alternata per fornire una corrente di molti ampere a frequenze sino a 10MHz.

Figura 13. La scheda di pilotaggio somma le tensioni in corrente continua e alternata per fornire una corrente di molti ampere a frequenze sino a 10MHz.

 

Figura 14. Il diagramma a blocchi del circuito di misura della reiezione di segnali dell’alimentatore mostra anelli di massa. Passando da un amplificatore differenziale a uno sbilanciato si risolve il problema degli anelli di massa.

Figura 14. Il diagramma a blocchi del circuito di misura della reiezione di segnali dell’alimentatore mostra anelli di massa. Passando da un amplificatore differenziale a uno sbilanciato si risolve il problema degli anelli di massa.

Pilotaggio del dispositivo in prova

Quando si eseguono misure della reiezione del regolatore, anzitutto occorre applicare un segnale che sarà sottoposto a reiezione; ciò è più complesso del semplice collegamento di un generatore di frequenza al dispositivo, poiché il segnale CA deve propagarsi sovrapposto a un offset CC e deve essere in grado di applicare la corrente necessaria in presenza di un carico.
Il circuito adoperato a questo scopo è stato sviluppato da Jim Williams ed è mostrato nella Figura 13: una tensione di riferimento CC viene generata da A2 e sommata a un segnale CA sull’ingresso invertente di A1, la cui uscita pilota vari transistor in connessione Darlington collegati in parallelo con resistori ballast per generare fino a 5A di corrente di uscita.
Quando si collega questo circuito al dispositivo in prova è necessario tenere presente un aspetto importante: non si deve utilizzare la capacità d’ingresso per il regolatore; anzitutto, perché il circuito non è ottimizzato per pilotare carichi capacitivi e potrebbe oscillare, e in secondo luogo perché il circuito non è in grado di assorbire corrente e quindi deve essere presente un carico per la scarica di condensatori d’ingresso, specialmente all’aumentare della frequenza. Il pilotaggio di un segnale sinusoidale da 50mVP-P a 10MHz ai capi di un condensatore da 1µF richiede una corrente di carica e scarica maggiore di 3A per prevenire una distorsione del segnale. Se si eseguono misure a correnti di uscita di lieve entità (inferiori a 100mA), usare un precarico per garantire la fedeltà del segnale applicato al regolatore.

Pianificazione

Quando un dispositivo presenta una reiezione notevole di segnali dell’alimentatore, occorre prestare molta attenzione ai dettagli della strumentazione: se il regolatore fornisce una reiezione di 100dB, un segnale d’ingresso a tensione di 50mVP-P viene ridotto a 0,5µVP-P all’uscita; è possibile aumentare l’ampiezza del segnale d’ingresso, ma a un certo punto si verifica una transizione dalla risposta a un segnale di piccola entità a quella a un segnale notevole.
Per un regolatore con elevata reiezione di segnali dell’alimentatore, la limitata ampiezza del segnale di uscita è comparabile o inferiore all’ampiezza del rumore del dispositivo. Ciò suggerisce che occorre amplificare il segnale analogamente a quanto si è fatto con il rumore, per essere in grado di eseguire misure precise. Anche con questo accorgimento, spesso il segnale di uscita è coperto dal rumore. Fortunatamente, i moderni oscilloscopi offrono funzioni di calcolo della media che consentono di estrarre il segnale dal rumore; il valore medio del segnale casuale è nullo. Il segnale d’ingresso fornisce il trigger necessario.
Anche se il segnale non viene amplificato, quando si misura la reiezione di segnali dell’alimentatore possono nascere altri problemi. I segnali d’ingresso e di uscita devono essere misurati simultaneamente: per conoscere la reiezione del dispositivo, sono necessarie le ampiezze sia d’ingresso che di uscita. La Figura 14 mostra un diagramma a blocchi della configurazione per la misura.
Merita osservare in questo diagramma che esistono anelli di massa che possono alterare la misura. Il primo anello di massa è quello formato a causa della massa comune dei due canali dell’oscilloscopio; passa attraverso l’amplificatore del segnale e qualsiasi segnale presente nell’anello stesso altera la misura della reiezione di segnali dell’alimentatore, per cui i risultati ottenuti non rispecchiano le prestazioni effettive. La soluzione in questo caso consiste nel cambiare l’amplificatore del segnale da un circuito sbilanciato a uno completamente differenziale: entrambi gli anelli vengono spezzati e si ripristina la precisione della misura. Il secondo anello di massa (non illustrato nella Figura 14) si crea attraverso la massa della linea CA sino al primo canale dell’oscilloscopio e contribuisce in modo minimo agli errori poiché tutti i segnali sono a elevata ampiezza in confronto.

Semplice amplificatore per ingressi differenziali

Nella Figura 15 è mostrato un semplice amplificatore, consistente di uno stadio d’ingresso completamente differenziale con guadagno di 40dB, seguito da un convertitore da differenziale a sbilanciato per ottenere altri 20dB di guadagno. In ciascun ingresso è inserito un filtro passa alto da 200Hz per bloccare la componente CC. L’LTC6409 è stato scelto tenendo presente l’elevato prodotto guadagno-larghezza di banda di 10GHz. Il convertitore da differenziale a sbilanciato per ottenere altri 20dB di guadagno, nel secondo stadio, è ottenuto con un LT1818.
Il rumore riferito all’ingresso di questa combinazione di amplificatori è uguale a circa 1,4nV/√Hz, per cui ci si può aspettare una tensione di rumore minore di 2,2µVP-P. Al contempo, ci si aspettano 4µVP-P di rumore dal regolatore stesso; in confronto agli 0,5µVP-P di segnale che ci si aspetta all’uscita del regolatore, questo rumore copre completamente il segnale che si sta cercando di misurare. Una volta di più, il fattore che salva la situazione è la natura casuale del rumore, per cui il valore medio è nullo; impiegando un moderno oscilloscopio con memoria, calcolando la media si rivela il segnale nascosto nel rumore.

Figura 15. Un semplice amplificatore da differenziale a sbilanciato fornisce 60dB di guadagno.

Figura 15. Un semplice amplificatore da differenziale a sbilanciato fornisce 60dB di guadagno.

Amplificatore differenziale migliorato

Le misure su regolari lineari dalle prestazioni elevatissime sono ancora più complesse. Con soli 60dB di guadagno sul segnale di uscita, un segnale da 0,5µVP-P viene amplificato a 0,5mVP-P; questa ridotta ampiezza è prossima alla soglia di misura di molti oscilloscopi di fascia alta con sonde 1X. Decuplicando l’ampiezza all’ingresso del regolatore lineare si ottiene ulteriore headroom, ma se la reiezione di segnali dell’alimentatore attuata dal regolatore aumenta di altri 20dB, il problema riemerge.
La Figura 16 mostra l’implementazione di un amplificatore dalle prestazioni superiori, basata sia sull’amplificatore di rumore della Figura 2 che sul precedente amplificatore con convertitore da differenziale a sbilanciato della Figura 15. Qui, l’LT1818 utilizzato per ciascuno stadio è stato sostituito con amplificatori differenziali LT1994 la cui uscita è applicata a coppie differenziali di transistor, anche qui i THAT300. Un secondo stadio di guadagno differenziale è ottenuto da un altro LT1994 prima che la misura sia convertita in una di tipo sbilanciato attraverso il primo LT6232. Gli stadi successivi – filtri passa alto e Butterworth – sono analoghi a quelli della Figura 2. La taratura e la verifica della risposta del circuito sono identiche a quelle relative all’amplificatore a basso rumore.
La configurazione utilizzata per misurare la reiezione di segnali dell’alimentatore è illustrata nella Figura 17, mentre la reiezione misurata per il regolatore LT3042 è mostrata nella Figura 18. Val la pena di notare che la reiezione attuata dal regolatore è prossima a 120dB a 100Hz. La verifica di questa misura con un oscilloscopio richiede il guadagno di 80dB dall’amplificatore migliorato.

Figura 16. Un amplificatore migliorato fornisce ingressi differenziali con 80dB di guadagno.

Figura 16. Un amplificatore migliorato fornisce ingressi differenziali con 80dB di guadagno.

Altri metodi di misura

Per eseguire misure della reiezione di segnali dell’alimentatore sono disponibili altri metodi e strumentazioni. Un amplificatore lock-in utilizza il segnale di riferimento per eseguire una rilevazione sincrona alla frequenza desiderata, agevolando la misura di bassi livelli del segnale. Un analizzatore di rete fornisce inoltre un oscillatore per eseguire una spazzolata di frequenza nonché la funzione passa banda necessaria per misurare sia l’ampiezza d’ingresso che quella di uscita e calcolare la reiezione del circuito. Questi metodi permettono di ottenere risultati validi, ma è necessario continuare a esaminare attentamente le connessioni del circuito e verificare i risultati. È essenziale controllare sia il segnale d’ingresso che quello di uscita con un oscilloscopio; le ampiezze e le forme d’onda dei segnali indicheranno se il regolatore in prova viene pilotato al dropout o se la risposta a un segnale di piccola entità è stata sostituita da quella a un segnale notevole.

Figura 17. Configurazione per misure di reiezione di segnali dell’alimentatore. Scheda di pilotaggio e dispositivo in prova in basso a sinistra, scheda dell’amplificatore in basso a destra. Alimentatori e generatore di segnale non illustrati.

Figura 17. Configurazione per misure di reiezione di segnali dell’alimentatore. Scheda di pilotaggio e dispositivo in prova in basso a sinistra, scheda dell’amplificatore in basso a destra. Alimentatori e generatore di segnale non illustrati.

 

Figura 18. Il grafico della reiezione di segnali dell’alimentatore attuata dall’LT3042 mostra >70dB a frequenze prossime a 4MHz.

Figura 18. Il grafico della reiezione di segnali dell’alimentatore attuata dall’LT3042 mostra >70dB a frequenze prossime a 4MHz.

Insidie

Così come per le misure di rumore, quando si misura la reiezione di segnali dell’alimentatore esistono insidie che possono portare fuori strada. È importante prestare molta attenzione alla messa a terra del circuito utilizzando connessioni di massa a punto singolo. Alcuni effetti osservati durante le misure della reiezione di segnali dell’alimentatore sembrano controintuitivi.
Finora, si è visto che un progetto affidabile includerebbe sempre una certa capacità all’ingresso del regolatore lineare per mantenere l’impedenza dell’alimentatore quanto più bassa possibile a tutte le frequenze. Quando la reiezione di un dispositivo è sufficientemente elevata, né può addirittura risultare un aumento del ripple osservato all’uscita.
Si consideri il circuito illustrato nella Figura 19, in cui l’LT3042 esegue una post-regolazione del regolatore LT8614 Silent Switcher®. Quest’ultimo applica, alla frequenza di commutazione di 500kHz, circa 20mVP-P di ripple all’ingresso dell’LT3042 attraverso circa 5 centimetri di tracce di rame sulla scheda. Con solo il condensatore di uscita da 22µF dell’LT8614, il ripple di uscita del regolatore lineare è uguale soltanto ad alcuni µVP-P. Quando all’ingresso dell’LT3042 si aggiunge un condensatore da 4,7µF il ripple di uscita aumenta a circa 75µVP-P, come illustrato nella Figura 20. Va notato che in queste foto la larghezza di banda è stata limitata a 20MHz poiché l’obiettivo era mostrare il ripple alla frequenza di commutazione e non i picchi al limite di alta frequenza.
Come si spiega che aggiungendo una capacità d’ingresso si riduce la reiezione di segnali dell’alimentatore attuata dal regolatore? La risposta risiede non nelle prestazioni dell’LT3042, ma nel layout della scheda. L’LT3042 offre risultati eccellenti di reiezione elettrica dei segnali dell’alimentatore. Finora, il livello di reiezione di questi segnali era il fattore limitante; ora, la causa diventano i campi magnetici. Per comprendere meglio ciò, si osservi lo schema nella Figura 21 in cui è evidenziato con una linea verde continua un percorso in corrente alternata del convertitore CC-CC. Se all’ingresso dell’LT3042 è presente una capacità, la corrente alternata circola anche nel percorso indicato dalla linea verde a tratti. L’ingresso dell’LT3042 presenta un’elevata impedenza alla frequenza di interessa, per cui nell’LT3042 non circola alcuna corrente alternata.
La corrente alternata crea un campo magnetico che produrrà corrente in altri anelli vicini, nello stesso modo in cui un avvolgimento di un trasformatore si accoppia con gli altri avvolgimenti. Nella Figura 21 sono mostrati due anelli importanti. Quello blu, formato da CSET and RSET, genera un ripple all’ingresso dell’amplificatore di errore che, con l’architettura a guadagno unitario dell’LT3042, viene trasferito all’uscita. L’anello rosso, formato dal condensatore di uscita e dall’impedenza ai capi del regolatore (nonché dai componenti di carico vicini) genera un ripple direttamente all’uscita del regolatore.
Per quanto sia controintuitivo, rimuovendo la capacità dall’ingresso dell’LT3042 si riduce il ripple all’uscita. Poiché non si tratta di propagazione elettrica diretta del segnale ma piuttosto di accoppiamento magnetico, quando si progettano schede occorre considerare la distanza, la schermatura e l’orientamento dell’anello. L’intensità del campo è correlata alla distanza e all’area dell’anello, per cui riducendo al minimo quest’ultima (ma senza ricorrere a un condensatore d’ingresso) e massimizzando la distanza (utilizzando solo la capacità di uscita del convertitore CC-CC) si limita la corrente applicata ad anelli sensibili.
Ciò rivela che la decisione iniziale di non usare condensatori all’uscita della scheda di pilotaggio del segnale o all’ingresso del regolatore era prudente. Con un condensatore agli ingressi del regolatore, si aggiunge un anello creando campi magnetici che si accoppiano all’uscita e producono risultati errati; la reiezione di segnali dell’alimentatore attuata dal regolatore apparirebbe molto peggiore di non quanto non sia effettivamente. Un altro problema che viene alla luce quando si usano regolatori a commutazione è quello di eliminare non solo il ripple causato dalla frequenza di commutazione, ma anche i picchi corrispondenti ai fronti di commutazione, le cui transizioni in alcuni circuiti durano solo alcuni nanosecondi, generando frequenze a centinaia di MHz che non possono essere eliminate facilmente con un semplice regolatore lineare. Gli effetti parassiti, come la capacità delle tracce e gli accoppiamenti magnetici, rendono difficile ridurre questi picchi. Per ulteriori informazioni consultare la Nota applicativa n. 101 di Linear Technology, “Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs” e l’Appendice B, Controllo dei picchi di commutazione ad alta frequenza.

Figura 19. Uso dell’LT3042 per post-regolare l’LT8614 Silent Switcher.

Figura 19. Uso dell’LT3042 per post-regolare l’LT8614 Silent Switcher.

 

Figura 20. Grafici della post-regolazione dell’LT8614 Silent Switcher mediante l’LT3042: (a) senza alcun condensatore all’ingresso dell’LT3042; (b) con un condensatore da 4,7μF all’ingresso dell’LT3042. Entrambe le foto sono limitate nella larghezza di banda per ignorare i picchi ad alta frequenza.

Figura 20. Grafici della post-regolazione dell’LT8614 Silent Switcher mediante l’LT3042: (a) senza alcun condensatore all’ingresso dell’LT3042; (b) con un condensatore da 4,7μF all’ingresso dell’LT3042. Entrambe le foto sono limitate nella larghezza di banda per ignorare i picchi ad alta frequenza.

 

Figura 21. Lo schema evidenzia l’anello di corrente alternata del convertitore CC-CC insieme ai percorsi sensibili all’accoppiamento magnetico.

Figura 21. Lo schema evidenzia l’anello di corrente alternata del convertitore CC-CC insieme ai percorsi sensibili all’accoppiamento magnetico.

Conclusioni

Le notevoli prestazioni offerte da regolatori lineari come l’LT3042 assicurano tensioni dell’alimentatore eccezionalmente silenziose per sistemi sensibili. La verifica delle prestazioni CC di un tale dispositivo in genere non è difficile; ma parametri cruciali come il rumore e la reiezione di segnali dell’alimentatore non sono così facili da misurare a tali livelli prestazionali, poiché occorre prestare molta attenzione ai dettagli di minima entità dei circuiti di misura, delle connessioni, del layout della scheda e della strumentazione. Quelli che una volta erano piccoli errori che potevano essere ignorati (in confronto al segnale da misurare) adesso sono termini di errore del primo ordine. Gli elevati valori del rapporto di reiezione dell’alimentatore (PSRR) ottenuti mostrano che i segnali non vengono trasmessi attraverso il dispositivo stesso, bensì tramite accoppiamento magnetico. È necessario analizzare ogni dettaglio per assicurare la precisione delle misure e ottenere risultati affidabili.

Bibliografia

1.    Morrison, Ralph, “Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation,” Wiley-Interscience, 1986.
2.    Ott, Henry W., “Noise Reduction Techniques in Electronic Systems,” Wiley-Interscience, 1976.
3.    THAT 300 Series Data Sheet, THAT Corporation.
4.    Williams, Jim, “775 Nanovolt Noise Measurement for A Low Noise Voltage Reference,” Linear Technology Corporation, Application Note 124, July 2009.
5.    Williams, Jim and Owen, Todd, “Performance Verification of Low Noise, Low Dropout Regulators,” Linear Technology Corporation, Application Note 83, March 2000.
6.    Patel, Amit, “Industry’s First 0.8µVRMS Noise LDO Has 79dB Power Supply Rejection Ratio at 1MHz,” Linear Technology Journal of Analog Innovation, April 2015, pp. 1-7.
7.    Williams, Jim, “Practical Circuitry for Measurement and Control Problems,” “Symmetrical White Gaussian Noise” Appendix B, Linear Technology Corporation, Application Note 61, August 1994, pp. 38-39.
8.    Williams, Jim, “Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs,” Linear Technology Corporation, Application Note 101, July 2005.
9.    Metglas 2705M Technical Bulletin, Metglas, Inc.
10.    Metglas 2714A Technical Bulletin, Metglas, Inc.
11.    ZG-2 Brochure, Magnetic Shield Corporation.
12.    Mu-2 MuMETAL Brochure, Magnetic Shield Corporation.
13.    Sandler, Steven and Hymowitz, Charles. “Capacitor Values: Don’t Believe the Label,” Power Electronics Technology, May 2007, pp. 22-27.
14.    Sikula, J., J. Hlavka, J. Pavelka, V. Sedlakova, L. Grmela, M. Tacano, and S. Hashiguchi. “Low Frequency Noise of Tantalum Capacitors.” Active and Passive Electronic Components 25.2 (2002): 161-67. Web.
15.    Kueck, Christian, “Power Supply Layout and EMI,” Linear Technology Corporation, Application Note 139, October 2012.

APPENDICE A

Materiali impiegati per la schermatura contro i campi magnetici

Contenitori di alluminio e rame vengono utilizzati spesso per schermare circuiti sensibili da segnali a radiofrequenza indesiderati, ma non sono adatti nel caso di accoppiamento magnetico, specialmente alle basse frequenze presenti nelle misure su banco, e una scatola in acciaio a pareti sottili (anche se racchiude una scatola di alluminio o rame) non fornisce attenuazione sufficiente dei campi magnetici. Occorre invece un materiale con elevatissima permeabilità magnetica, poiché le linee del flusso magnetico devono essere deviate intorno al circuito anziché attraversarlo. Le tecniche più frequenti utilizzano più livelli di materiali di schermatura separati da un intervallo d’aria; ciascun livello successivo contribuisce ad attenuare l’intensità del campo oltre a fornire una certa distanza dagli altri livelli per un’ulteriore riduzione. Il problema consiste nel determinare, sulla base della permeabilità magnetica dei materiali, lo spessore e la configurazione necessari per schermare adeguatamente il circuito dai campi. Una semplice scatola di acciaio richiederebbe pareti spessissime (i valori stimati sono di almeno 1/2” [12,7mm]) a tal fine; dovrebbe quindi essere costruita su misura saldandone fra di loro le pareti e molto probabilmente, a causa del peso non verrebbe mai spostata una volta collocata su un banco. A seconda della lega, la permeabilità magnetica relativa dell’acciaio è compresa fra 400 e 2.000, mentre per il rame e l’alluminio è quasi uguale a 1.
Materiali con permeabilità magnetica elevatissima diventano un requisito per la schermatura. Le leghe ad alto tenore di nichel, come il mu-metal, offrono una permeabilità magnetica relativa di 20.000 fino a 50.000 quando sottoposte ad appropriata ricottura dopo la formatura. È possibile acquistare camere di prova da Magnetic Shield Corporation, fornitore di prodotti in mu-metal, consistenti di tre cilindri l’uno inserito nell’altro; all’interno si collocano i circuiti sensibili per evitare problemi di accoppiamento magnetico. Queste camere sono costose ma rappresentano una soluzione semplice per la schermatura magnetica. Se non esistono problemi nel costruire il proprio contenitore, si possono acquistare fogli in mu-metal e quindi tagliarli per ottenere la forma desiderata. È raccomandabile usare i fogli più spessi per ottenere la schermatura ottimale, evitando la saturazione del materiale e la penetrazione del campo magnetico. Tenere presente che la permeabilità magnetica relativa diminuisce durante la formatura e che successivamente il materiale deve essere sottoposto ad appropriata ricottura in un’atmosfera ricca d’idrogeno.
Un altro possibile materiale è una lega metallica amorfa denominata Metglas e disponibile in nastri di 5cm ampiezza e 0,02mm di spessore. Non è disponibile in fogli di grandi dimensioni che possano essere tagliati per formare contenitori, come nel caso del mu-metal; invece la si utilizza avvolgendo il nastro intorno alla scheda, sovrapponendone quanto basta per evitare la penetrazione di campi indesiderati; i campi magnetici tendono a penetrare a una profondità pari solo al doppio del diametro di qualsiasi foro presente nel materiale. Il Metglas offre livelli di permeabilità magnetica relativa molto più alti rispetto al mu-metal, secondo la lega. Si è provato il Metglas 2705M poiché pressofuso offre una permeabilità magnetica relativa di 290.000 senza bisogno di ricorrere a speciali tecniche di ricottura in un’atmosfera ricca d’idrogeno. Se è disponibile una camera di ricottura, il Metglas 2714A offre una permeabilità magnetica relativa che raggiunge il valore di 1.000.000; il problema che nasce con l’uso del Metglas per la schermatura è dovuto allo spessore di 0,02mm, poiché il nastro così sottile si satura più facilmente e sono necessari più strati ai fini di una schermatura efficace.

APPENDICE B

Controllo dei picchi di commutazione ad alta frequenza

Alcuni dei più recenti circuiti di alimentatori a commutazione presentano tempi di transizione molto più brevi rispetto a quelli delle generazioni precedenti. Transizioni più veloci offrono vantaggi riscontrabili, fra l’altro, in una migliore efficienza e in componenti esterni più piccoli; la difficoltà che nasce con questi fronti più veloci è la necessità di ridurre al minimo i corrispondenti picchi che si presentano sui circuiti sensibili.
I contenuti armonici corrispondenti a questi tempi di transizione più brevi vanno ora dalle decine di MHz a frequenze prossime a 1GHz. I progettisti di sistemi RF possono capire bene le difficoltà che si presentano nel gestire questi segnali. A tali frequenze, dominano gli effetti parassiti dei componenti, le tracce diventano linee di trasmissione e nascono antenne che trasmettono e ricevono energia intorno alla scheda. Le componenti ad alta frequenza vengono applicate all’uscita di un regolatore lineare in due modi: per conduzione e per accoppiamento magnetico; affrontare il problema nell’ambito RF assicura i migliori risultati nel mitigarlo.
I segnali che si propagano per conduzione attraversano il regolatore e raggiungono l’uscita. Il regolatore lineare in sé e per sé non può eseguire attivamente la reiezione di nessuno di questi segnali, poiché la sua larghezza di banda con guadagno unitario in genere è al massimo 1MHz. Il regolatore ha una capacità parassita dall’ingresso all’uscita che consente alle componenti ad alta frequenza di propagarsi; a queste frequenze, la resistenza e l’induttanza parassite peggiorano l’efficacia dei condensatori di uscita. Il modo migliore per controllare i picchi trasmessi per conduzione è l’uso di cilindri di ferrite all’ingresso del regolatore,  poiché nell’intervallo di frequenze in cui il regolatore è attivo, il cilindro di ferrite offre un percorso a bassa perdita; mentre la frequenza aumenta oltre questo intervallo, aumenta l’impedenza del cilindro di ferrite, limitando l’energia ad alta frequenza che può attraversarlo.
Controllare i percorsi lungo i quali i segnali irradiati raggiungono l’uscita richiede la stessa attenzione ai dettagli posta nel caso dei percorsi di conduzione. I cilindri di ferrite non impediscono all’energia irradiata di accoppiarsi all’uscita del regolatore. La schermatura offre un buon metodo per contribuire a ridurre al minimo i contenuti irradiati ad alta frequenza a causa dell’accoppiamento all’uscita del regolatore lineare. Inoltre, separare componenti che ricevono segnali ad alta frequenza riduce l’intensità del campo.
Intervenire su entrambi i percorsi lungo i quali i segnali ad alta frequenza raggiungono l’uscita consente di ottenere risultati ottimali nella creazione di un alimentatore silenzioso per circuiti sensibili. Una combinazione di cilindri di ferrite, schermatura e distanza assicura la reiezione complessiva ottimale. Il regolatore lineare e il suo condensatore di uscita devono essere schermati con un materiale appropriato e collocati fisicamente lontano dall’anello “caldo” dell’alimentatore a commutazione. Il condensatore d’ingresso del regolatore lineare va inserito presso l’alimentatore a commutazione anziché vicino al regolatore stesso; sono sufficienti 5 – 8 centimetri di distanza per ridurre i campi corrispondenti alle correnti alternate attraverso il condensatore. Infine, si deve collocare un cilindro di ferrite tra l’alimentatore a commutazione e il regolatore; nel nostro caso, è stato inserito fra il condensatore d’ingresso e il regolatore senza effetti deleteri. La Figura B1 mostra uno schema di connessione del circuito, mentre la Figura B2 evidenzia i dettagli costruttivi.

Figura B1: La combinazione dell’impiego del cilindro di ferrite, della schermatura e della distanza fisica offre riduzione ottimale dei picchi ad alta frequenza

Figura B1. La combinazione dell’impiego del cilindro di ferrite, della schermatura e della distanza fisica offre riduzione ottimale dei picchi ad alta frequenza

 

Figura B2. Costruzione della scheda della Figura 1

Figura B2. Costruzione della scheda della Figura B1

 

La ricerca della silenziosità
 di Todd Owen e Amit Patel, Senior IC Design Engineers, Linear Technology Corporation

Una risposta

  1. Maurizio Di Paolo Emilio Maurizio 9 maggio 2016

Scrivi un commento

ESPertino è la nuova scheda per IoT compatibile ARDUINO.
Scopri come averla GRATIS!