Corso di Elettronica Applicata – Amplificatore a basso rumore per ricevitori a 144 MHz

Le prestazioni RF di un amplificatore a basso rumore (LNA - Low Noise Amplifier) dipendono essenzialmente dalla frequenza, polarizzazione e dissipazione di potenza, stabilità, adattamento dell’impedenza d’ingresso e di uscita, piani di massa del PCB, schermatura elettromagnetica, disaccoppiamento dell'alimentazione, temperatura. In questo articolo del Corso di Elettronica Applicata descriveremo il progetto di un LNA che può essere utilizzato come amplificatore d’antenna a 144 MHz.

Introduzione

Un LNA è essenzialmente caratterizzato da una bassa figura di rumore (NF), un buon guadagno e stabilità tale da garantire assenza di oscillazioni per tutto il range di frequenze operative. Un LNA opera in Classe A, in genere ad un valore di corrente inferiore alla sua corrente massima. In Classe A, la progettazione del circuito di polarizzazione deve essere mirata ad impostare il punto di riposo del dispositivo attivo tra la minima e la massima corrente e tensione, considerando che l’LNA deve gestire bassi livelli del segnale RF d’ingresso rispetto al punto di polarizzazione, al fine di impedire lo spostamento del punto di funzionamento. Il segnale di più basso livello che può essere ricevuto da un ricevitore definisce la sensibilità del ricevitore, mentre il segnale più grande che può essere ricevuto da un ricevitore stabilisce il limite superiore del livello di potenza che il sistema può gestire preservando la qualità della voce o dei dati. Il range dinamico del ricevitore, ovvero la differenza tra il segnale massimo e il segnale minimo ricevuto, definisce la qualità della catena di ricezione.

Un LNA svolge un ruolo importante nella progettazione dei ricevitori. La sua funzione principale è di amplificare segnali estremamente deboli senza aggiungere rumore, garantendo così il buon rapporto segnale/rumore (SNR), requisito essenziale per il corretto funzionamento del sistema a livelli di potenza estremamente bassi. Inoltre, per livelli di segnale elevati, l'LNA amplifica il segnale ricevuto senza introdurre distorsioni, eliminando così le interferenze di canale. La progettazione di un LNA è una sfida impegnativa a causa della necessità simultanea di: alto guadagno, basso fattore di rumore, buon adattamento di impedenza in ingresso e in uscita, e stabilità. Tutto questo viene richiesto dall'amplificatore al minimo assorbimento di corrente possibile. Inoltre, la selezione del dispositivo attivo è il primo e più importante passo nella progettazione di un LNA, tenendo presenti i compromessi più importanti nel progetto di un LNA.

I parametri del dispositivo attivo selezionato per il progetto dell’LNA devono essere resi pubblici dal produttore per diverse tensioni collettore/emettitore (Vce) e corrente (Ic) nel caso di un transistor, o drain/source (Vds) e corrente (Id) nel caso di un FET o MOSFET, e per diverse frequenze operative. Il datasheet deve contenere anche i parametri di rumore, essenziali per una progettazione di un amplificatore a basso rumore. I modelli SPICE del dispositivo attivo, spesso forniti dal produttore, sono utili anche per le simulazioni della risposta in frequenza e del rumore. Il progettista dovrebbe innanzitutto considerare i principali parametri di progetto, quali rumore, guadagno e IP3 (Third order intercept point), e decidere quali livelli di Vce (o Vds) e Ic (o Id) garantiranno prestazioni ottimali. Il guadagno di potenza del dispositivo attivo deve essere calcolato considerando un’ impedenza d’ingresso e di uscita di 50 Ω dell’LNA.

Il circuito dell’LNA a 144 MHz

La Figura 1 mostra lo schema elettrico dell’LNA con il MOSFET dual gate BF998.

Figura 1: Schema elettrico dell’LNA con il MOSFET BF998

Il segnale proveniente dall’antenna a 144 MHz viene applicato al condensatore C3, ingresso del circuito, che, insieme alla sezione di minore induttanza della bobina L1 da 0,1 uH, contribuisce all’adattamento dell’impedenza da 50 Ω dell’antenna, all’alta impedenza d’ingresso del MOSFET MSFT1 BF998. L’induttanza L1 ed il condensatore variabile VC1 realizzano il circuito risonante d’ingresso, che dovrà essere sintonizzato a 144 MHz regolando la capacità del condensatore variabile VC1. Il segnale RF, dal risonatore viene applicato al Gate 1 (pin 4) del MOSFET. Il partitore di tensione R3-R4, attraverso la bobina L1 imposta a 5 V la tensione sul Gate 1, che risulta a massa per l’AC tramite C1. Il partitore di tensione R1-(R2+RV1) ha la funzione di regolare la tensione sul Gate 2 (pin 3) da circa 4 V a 9 V, che risulta a massa per l’AC tramite C2. Il Drain (pin 2) si trova a +12 V attraverso l’induttore L2. L2 ed il condensatore variabile VC2 costituiscono il circuito risonante di uscita, che dovrà essere sintonizzato a 144 MHz regolando la capacità del condensatore variabile VC2. Il partitore di tensione R6-R5 imposta la tensione sul Source (pin 1), che può variare da circa 3,3 a 5 V a seconda del valore della tensione sul Gate 2 (VG2) e della corrente di Drain Id. Mediante il rapporto di trasformazione della bobina L2, l’alta impedenza di uscita del circuito viene adattata all’impedenza del carico a 50 Ω.

Il MOSFET Dual Gate BF998

Il BF998 è un MOSFET Dual Gate a canale N con struttura del tipo a "Cascode”, ovvero è un unico dispositivo costituito internamente da due MOSFET distinti collegati in serie (come nello schema di esempio in Figura 2) realizzati sullo stesso supporto di silicio.

Figura 2: Esempio di configurazione circuitale interna di un MOSFET Dual Gate

Il MOSFET inferiore ha il Source e il Gate 1 utilizzati come ingressi, mentre il MOSFET superiore ha il Source collegato direttamente al Drain del primo MOSFET e il Gate 2 utilizzato come controllo di canale. Un altro dei vantaggi del MOSFET Dual Gate come il BF998 è la possibilità di usarlo come mixer. In questa modalità, il Gate 1 riceve il segnale RF dall'antenna o da un LNA, il Gate 2 riceve il segnale dall'oscillatore locale, effettuando così la moltiplicazione del segnale d’ingresso con l’oscillatore locale. La variazione della tensione sul Gate 2 provocata dal segnale dell'oscillatore locale modifica continuamente il punto di lavoro del Gate 1, e conseguentemente anche il guadagno. Il risultato sarà che il segnale d'uscita conterrà la somma e la differenza delle frequenze del segnale RF d’ingresso e dell’oscillatore locale (RF±OL). Questa operazione è la conversione di frequenza che effettua il MOSFET mixer.

Il progetto

Vogliamo verificare il guadagno dell’amplificatore nelle due condizioni di funzionamento estreme in cui la tensione di controllo VG2S, ossia la differenza di potenziale fra il Gate 2 e il Source, assume il valore minimo prossimo a 0 V (guadagno minimo) e il valore massimo di 4V (guadagno massimo), mediante la regolazione del trimmer RV1 che imposta la tensione fra il Gate 2 e massa (VG2), considerando che ciò provoca variazioni della corrente ID e conseguentemente della tensione sul Source.

Quindi, riferendoci al grafico VG1-ID (nel datasheet VG1 corrisponde a VG1S) estratto dal datasheet del BF998 (Figura 3), dobbiamo stabilire il punto sull’asse X della tensione VG1S ponendo a 0 la corrente che scorre nel MOSFET (ID=0), e il punto sull’asse Y imponendo VG1S=0. Si notino nel grafico le curve VG2S che concorrono a determinare il punto di funzionamento.

Figura 3: Caratteristiche di trasferimento VG1-ID

Punto a riposo della tensione sull’asse X (ID=0)

Partiamo dall’equazione della retta di carico:

VG1S=VG1-VS

Dove VG1 è la tensione fra il Gate 1 e massa, VS è la tensione fra il Source e massa.

La tensione di Source VS è data dal prodotto della corrente totale Itot che scorre nel resistore di Source R5 da 360 Ω per la resistenza di R5:

VS=Itot*R5

Quindi, sostituendo VS nell’equazione della retta, si ha:

VG1S=VG1-Itot*R5

La corrente Itot che fluisce nel resistore di Source R5, comprende la corrente che scorre nel resistore R6 da 1,8k e la corrente ID che proviene dal Source. Quindi, riscriviamo così l’equazione della retta di carico:

VG1S=VG1-(IR6+ID)*R5

Ma, posto ID=0, calcolare la corrispondente VG1S significa che la tensione di Source VS ai capi di R5 è determinata solo dalla corrente proveniente da R6, ovvero determinata dal partitore R6-R5. Per ID=0 si ricava la VS:

VS(ID=0)=VDD*R5/(R5+R6)

Dove VDD è la tensione di alimentazione 12 V.

VS(ID=0)=12*360/(1800+360)≈2 V

A questo punto, dato che VG1=5 V, possiamo calcolare VG1S(ID=0), ossia il punto d’intersezione della retta di carico con X:

VG1S(ID=0)=VG1-VS(ID=0)=5-2=3 V

Punto a riposo della corrente sull’asse Y (VG1S=0)

Il punto in cui la retta di carico intercetta l’asse Y corrisponde alla corrente ID massima che attraversa il MOSFET quando la differenza di potenziale fra il Gate 1 (VG1) e Source (VS) è uguale a 0, ossia VG1S=0, che è proprio il valore che dobbiamo assegnare nell’equazione della retta di carico:

VG1S=VG1-VS=0

VS=VG1

Ma questa volta la corrente in R5 è la corrente totale IR6+ID, quindi:

VS=Itot*R5

da cui ricaviamo la Itot che fluisce in R5:

Itot=VS/R5

Per VG1S=0, dato che VG1=5 V (12*R3/(R3+R4)), anche la VS deve essere pari a 5 V:

Itot=VS/R5=5/360≈13,9 mA

La Itot include anche la corrente IR6, appunto proveniente da R6, mentre ci interessa considerare la corrente di funzionamento a riposo che scorre nel MOSFET, cioè la ID. Pertanto, calcoliamo la IR6 e poi la sottraiamo dalla Itot per ottenere la ID:

IR6=(VDD-VS)/R6≈3,9 mA

ID(VG1S=0)=Itot-IR6=13,9-3,9=10 mA

Finalmente abbiamo i due punti degli assi X e Y intersecanti la retta di carico, che, insieme al valore di tensione VG2S, determinano il punto a riposo del MOSFET: (ID 0, VG1S 3 V) e (ID 10 mA, VG1S 0). La tensione fra il Gate 2 e massa controlla il guadagno effettivo dell’amplificatore. Infatti, come vediamo nel grafico di Figura 3, le curve di VG2S (VG2-VS) da 0 V a 4 V, sono attraversate dalla retta di carico. In questo grafico rileviamo che la tensione massima di VG1S è 1 V, pertanto, per tracciare la retta di carico dobbiamo estendere l’asse X fino ad una VG1S di 3 V, come mostrato nel grafico di Figura 4, supponendo si possano considerare valide le misure in questo nuovo grafico modificato.

Figura 4: Grafico VG1S-ID con asse X esteso a 3 V

La Figura 4 mostra i due punti estremi di funzionamento del MOSFET ottenuti mediante i seguenti calcoli.

Punto di funzionamento a riposo per VG2=4 V

Quando VG2=4V, la VS=3,68 V (come si è rilevato in simulazione), quindi:

VG2S=VG2-VS=4-3,68=0,32 V

Purtroppo, dato che il grafico del datasheet in Figura 4 non riporta curve di VG2S da 0 V a 1 V, supponendo che la retta di carico tracciata per i punti [VG1S 3 V, ID 0]-[ID 10 mA, VG1S 0] intersechi la curva VG2S sopra 0 V, approssimativamente a 0,32 V, la VG1S sarà circa 1,3 V, mentre la corrente ID sarà 5,7 mA.

Punto di funzionamento a riposo per VG2=9 V

Con VG2=9, la VS≈5 V (come si è rilevato in simulazione), quindi:

VG2S=VG2-VS=9-5=4 V

La retta di carico intersecherà la curva VG2S=4 V, quindi il punto di funzionamento sarà VG1S=0 V-ID=10 mA.

Guadagno dell’LNA

In un LNA, oltre al fattore di rumore, è importante considerare e comprendere l’influenza della corrente ID sul guadagno, per questo è fondamentale il parametro transconduttanza gm (Siemens). Il guadagno di un MOSFET è approssimativamente dato dalla seguente formula:

G≈gm*RL

Dove RL è il carico sul Drain. Concettualmente, gm indica l’entità della variazione della corrente di Drain nel MOSFET (ID) in funzione della variazione della tensione del segnale d’ingresso al Gate 1. In pratica, significa quanto il segnale in ingresso incide sull’intensità del flusso della corrente nel canale del MOSFET.

La relazione tra corrente e Guadagno

Nei MOSFET, la transconduttanza non è un valore costante, ma dipende direttamente dalla corrente che scorre all’interno del MOSFET, come rappresentato nel grafico Yfs-ID (Yfs corrisponde alla gm) estratto dal datasheet del BF998 e riportato in Figura 5.

Figura 5: Transconduttanza tipica in funzione di ID

Nel grafico di Figura 5 sono indicati i due valori estremi della transconduttanza Yfs corrispondenti ai rispettivi valori di corrente dei due punti di polarizzazione del MOSFET, ovvero ID=5,7 mA per VG2S=0,32 V, ID=10 mA per VG2S=4V. Si noti che per VG2S=0,32 V, la Yfs è molto bassa e di conseguenza il guadagno sarà basso. Nel punto [5,7 mA-3 mS] abbiamo ipotizzato la posizione della curva VG2S=0,3 V, d’altro canto, in questo punto il MOSFET non è spento, in quanto, essendo il BF998 un MOSFET a svuotamento, per spegnersi ha bisogno di una tensione negativa sul Gate 1 o sul Gate 2. Agendo sulla regolazione della tensione VG2 da 5 V a 9 V, il guadagno varia rispettivamente da circa 13 db a 38 db, come vedremo più avanti nella fase di simulazione.

Adattamento dell’impedenza d’ingresso

L'adattamento d'impedenza tra l'antenna a 144 MHz a 50 Ω e l’impedenza d’ingresso dell’LNA, è fondamentale per massimizzare il trasferimento di potenza del segnale e minimizzare il rumore. Considerato che il Gate 1 e il risonatore formano un'impedenza abbastanza alta rispetto a 50 Ω, occorre una rete di adattamento che in questo progetto è costituita dal condensatore C3 collegato in serie tra l’ingresso dell’antenna e la presa intermedia di L1, che funziona come un trasformatore di impedenza. Per le migliori prestazioni dell’LNA, si deve ottenere il migliore Power Matching (migliore adattamento per il massimo trasferimento della potenza di segnale) e il Noise Match (minimo rumore). Il che significa ottimizzare il rapporto del numero di spire dell’autotrasformatore L1, quindi realizzare un calibrato posizionamento della presa intermedia sulla bobina del risonatore d’ingresso. Il circuito risonante è costituito dalla bobina L1 in parallelo al condensatore variabile VC1.

Il rapporto di trasformazione si calcola mediante la seguente formula:

Zin/Zant=(Ntot/Nant)2

Dove:
• Zant è l’impedenza a 50 Ω dell’antenna
• Zin è l’impedenza riportata a valle della presa intermedia
• Ntot è il numero totale di spire della bobina collegata al Gate 1
• Nant è il numero di spire dalla presa intermedia alla massa AC

A 144 MHz (siamo nella banda dei 2 metri), dobbiamo progettare una bobina autotrasformatore con un numero di spire ed una presa intermedia che realizzi un rapporto di trasformazione adeguato che consenta di adattare i 50 Ω dell’antenna all’impedenza d’ingresso dell’LNA. Tra l’ingresso dell’antenna e la presa intermedia della bobina è stato previsto un condensatore da 15 pF (C3) per aumentare l’impedenza sulla presa intermedia al fine di adattare la bassa impedenza dell’antenna all’alta impedenza d’ingresso del MOSFET.

L’impedenza d’ingresso è data dal contributo della gis, parte reale del parametro Yis (ammettenza di trasferimento funzione della frequenza), che, dal datasheet, a 144 MHz è pari a 0,06 mS, ovvero pari ad una resistenza Ris=1/gis=16,66T kΩ in parallelo alla resistenza Rp0 relativa alle perdite del risonatore. La Rp0 si calcola dal prodotto del fattore di qualità Q della bobina per il valore della reattanza della bobina L1 da 0,1 uH, ipotizzando un Q0≈150 per una bobina in aria realizzata con 7 spire di filo argentato da 1 mm avvolte a solenoide di diametro da6.5 mm (diametro totale 8.5 mm):

[...]

ATTENZIONE: quello che hai appena letto è solo un estratto, l'Articolo Tecnico completo è composto da ben 3778 parole ed è riservato agli ABBONATI. Con l'Abbonamento avrai anche accesso a tutti gli altri Articoli Tecnici che potrai leggere in formato PDF per un anno. ABBONATI ORA, è semplice e sicuro.