La progettazione di un convertitore DC/DC da utilizzare in un dispositivo portatile richiede uno studio molto accurato per massimizzare l’efficienza e allungare cosi la vita delle batterie.
La maggior parte dei dispositivi portatili attuali si sta sempre di più miniaturizzando e complicando, per questo ci si scontra con problemi di durata delle batterie, di dimensione delle schede elettroniche e di dissipazione di potenza. La soluzione ottimale per ovviare ai problemi descritti è quella di massimizzare l’efficienza dei convertitori DC/DC utilizzati in questi prodotti.
Quando si realizza un convertitore DC/DC, molto spesso l’efficienza è l’obbiettivo principale della progettazione. Tipicamente, dalla tensione di batteria si cerca di ottenere una tensione regolata di valore inferiore per l’alimentazione del dispositivo. A tale scopo un semplice regolatore lineare potrebbe essere sufficiente, tuttavia non riesce a raggiungere il livello di efficienza che, invece, un regolatore switching garantisce. Il progetto del regolatore switching presentato di seguito affronta proprio il problema dell’ottimizzazione dei tre parametri fondamentali: area, prestazioni e costo.
Risposta ai grandi e piccoli segnali
In un convertitore switching, si cerca di ottenere un’efficienza che sia alta sia per carichi piccoli che per carichi elevati. Le CPU moderne richiedono una risposta ai grandi segnali decisamente rapida da parte del regolatore. Quando si passa da una situazione di idle ad una situazione di piena operatività, la corrente richiesta dal core può passare da poche decine di microampere a centinaia di milliampere. Nel momento in cui le condizioni al carico cambiano, l’anello di controllo risponde rapidamente per mantenere sempre la tensione all’interno del range di regolazione. L’intensità di questi cambiamenti e la loro frequenza determinano una distinzione tra quelle che vengono definite la risposta per grandi segnali e la risposta per piccoli segnali. Si definiscono i parametri per piccoli segnali partendo dal punto di lavoro del circuito. Le variazioni sotto il 10% rispetto ai valori del punto operativo vengono dette variazioni ai piccoli segnali. In pratica, quando un carico improvvisamente richiede corrente, l’amplificatore d’errore entra in limitazione e non controlla più l’anello, questo perché il transitorio sul carico è più rapido del segnale d’errore generato dall’amplificatore. È compito del condensatore in uscita soddisfare il transitorio di corrente finche la corrente nell’induttanza non raggiunge il valore richiesto dal carico. La risposta ai grandi segnali porta temporaneamente l’anello di controllo fuori regolazione. Comunque la risposta deve essere rapida, perciò solitamente la banda dell’anello di controllo è piuttosto ampia. Anche se l’anello di regolazione, dal punto di vista dei piccoli segnali, garantisce sufficiente guadagno e margine di fase, il convertitore switching può manifestare instabilità e oscillazioni durante le variazioni della linea di ingresso o del carico. Quando si selezionano i componenti esterni al regolatore è necessario considerare queste limitazioni, altrimenti il progetto potrebbe risultare fallimentare.
Scelta dell’induttore
In figura 1 è riportato il tipico schema di un regolatore buck con TPS6220x.
Figura 1: schema base di un regolatore buck con TPS62204.
La scelta dell’induttanza è solitamente fatta tra valori compresi tra 4.7 mH e 10 mH, scelti in base al ripple sulla corrente desiderato. Solitamente viene consigliato un ripple sulla corrente inferiore al 20% della corrente media dell’induttanza. Valori elevati di tensione in ingresso o in uscita aumentano il ripple sulla corrente come si può vedere dall’espressione seguente:
L’induttore deve essere in grado di garantire la corrente di picco nella commutazione, senza saturare il nucleo che determinerebbe una perdita di induttanza. Se si tollerano valori elevati di ripple sulla tensione in uscita, piccoli valori dell’induttanza garantiscono variazioni di corrente in uscita elevati, in grado di rispondere rapidamente ai transitori. Valori di induttanza elevati, abbassano il ripple in uscita e riducono le perdite magnetiche del nucleo per isteresi. Le perdite totali dell’avvolgimento possono essere considerate come perdite resistive (RS) collegate in serie all’induttanza ideale (LS). Tale si può considerare il circuito equivalente dell’induttanza, come mostrato in figura 2.
Figura 2: circuito equivalende di un induttore.
Le perdite resistive sono funzione della frequenza di lavoro del convertitore, mentre la resistenza in continua dell’avvolgimento (Rdc) è solitamente riportata sul datasheet del componente. Questo valore è legato al materiale di cui e fatto il filo dell’avvolgimento, le sue dimensioni e il tipo di costruzione. Viene tipicamente caratterizzato a temperatura ambiente con una semplice misurazione della resistenza. Il valore di resistenza in continua influenza la temperatura dell’avvolgimento, il lavoro prolungato in prossimità del limite di corrente è da evitare. Le perdite totali dell’avvolgimento consistono quindi nella somma delle perdite dovute alla resistenza in continua e dalle perdite legate ad alcuni fattori sui quali incide la frequenza, quali:
- perdite legate al materiale del nucleo;
- perdite per effetto pelle nei conduttori;
- perdite per i campi magnetici di avvolgimenti vicini;
- perdite per radiazione.
Tutte queste perdite possono essere combinate nella resistenza serie RS. Questa perdita resistiva è un indice della qualità del componente; sfortunatamente a livello matematico il calcolo non è praticabile, perciò le induttanze sono tipicamente misurate sull’intero range di frequenza con un analizzatore d’impedenza. Questa misura permette di individuare le componenti XL(f), RS(f) e Z(f). Il rapporto tra la reattanza (XL) e la resistenza totale (RS) di un avvolgimento è detto fattore di qualità (Q):
Il valore di Q definisce la qualità dell’avvolgimento. Più sono elevati le perdite, peggio il componente lavora come immagazzinatore di energia. Il grafico qualità-frequenza è solitamente prezioso nella scelta dell’induttanza per una particolare applicazione. Lo si può osservare in figura 3 e in figura 4: l’intervallo operativo con minori perdite (Q elevato) può essere definito a priori. Se l’induttanza viene usata a frequenze elevate, le perdite aumentano rapidamente e Q diminuisce. Un induttore costruito bene degrada la propria efficienza di poche unità percentuali. Differenti materiali per il nucleo e differenti forme modificano i rapporti dimensione/corrente e prezzo/corrente di un induttore. Gli induttori schermati in ferrite sono piccoli e non irradiano molta energia; nella scelta del giusto componente, oltre al prezzo e alla dimensione non va trascurato l’aspetto delle interferenze elettromagnetiche irradiate.
Figura 3: grafico Q rispetto alla frequenza, con L=4.7 H, Rdc=240mohm, ISAT=700mA.
Figura 4: grafico RS(ohm) rispetto alla frequenza, con L=4.7 H, Rdc=240mohm, ISAT=700mA.
Scelta della capacità di uscita
Il progettista può scegliere di sottodimensionare la capacità d’uscita per risparmiare soldi e spazio sulla scheda (figura 5 e 6). Solitamente la scelta della capacità d’uscita si basa sulla corrente di ripple e sulla tensione di ripple, così come su considerazioni di stabilità sull’anello di regolazione. L’effettiva resistenza serie (ESR) della capacità d’uscita ed il valore dell’induttanza incidono direttamente sul ripple di tensione in uscita. Una stima si può facilmente calcolare basandosi sulla corrente di ripple dell’induttore (IL) e l’ESR della capacità. Perciò un condensatore a basso ESR è sempre una buona scelta. Per esempio, una capacità tra 4.7 e 10mF in tecnologia X5R/X7R ha valori di ESR di circa 10 mÙ. Piccole capacità sono tollerabili in applicazioni dove il carico è leggero o dove il ripple non influisce. L’anello di controllo sviluppato da Texas Instruments permette ai progettisti di scegliere la capacita in uscita e di compensare esternamente l’anello di controllo per una risposta ai transitori ottimale. Ovviamente, la compensazione interna lavora meglio con un insieme definito di condizioni operative ed è sensibile alle caratteristiche del condensatore d’uscita. La serie di convertitori step-down TPS6220x hanno una compensazione dell’anello interna. Perciò il filtro esterno L-C, deve essere compatibile con la compensazione interna. Per il dispositivo la compensazione è ottimizzata per una frequenza di taglio di 16KHz, per esempio un induttore da10mH e una capacità da 10mF. Come regola generale il prodotto L*C non deve variare in un intervallo troppo grande per la selezione del filtro d’uscita. Questo è tanto più importante se si scelgono piccole induttanze o valori di capacità che spostano in alto la frequenza di taglio. Durante il tempo tra il transitorio e l’accensione del P-MOSFET, la capacità deve fornire tutta la corrente richiesta dal carico. Questo si traduce in una caduta di tensione ai capi dell’ESR della capacità che si sottrae alla tensione d’uscita. Un basso valore di esr minimizza le perdite di tensione in questa situazione. Per ridurre le dimensioni del circuito e migliorare la gestione dei transitori sul carico di un convertitore con TPS62204, un induttore da 4.7mH e una capacità da 22mF sono raccomandati.
Figura 5: TPS62204 (1.6V), efficienza rispetto alla corrente al carico e alla tensione d’ingresso, con induttore da 4.7 H, Rdc=240mohm, ISAT=700mA.
Figura 6: performance in risposta ad un transitorio per TPS62204 a seconda del filtro L-C, con VIN=3.6V, VOUT=1.6V. A) L = 10 H / COUT = 10 F. B) L = 4.7 μH / COUT = 22 μF.
Mi chiedevo se in applicazioni audio a bassa frequenza se il sistema non crei un disturbo di sottofondo in uscita, visto che il sistema genera una frequenza per lavorare e se poi in uscita in CC non ci siano disturbi che possano dar fastidio ad un dispositivo audio.Ad esempio potrebbe essere usato in automobili dove le prese usb non sono presenti
Premetto che non sono un super esperto, tento comunque di dare una risposta all’amico santelectronic, che è liberissimo come chiunque di smentirmi e correggermi, che io sappia negli alimentatori DC, che adottano tecnologia flyback, forward o similari; le frequenze a cui oscillano i semiconduttori come mosfet o bjt responsabili del campionamento del segnale in ingresso, non oscillano a frequenze inferiori ai 20kHz che è considerata la massima frequenza della banda dell’udibile. Le frequenze a cui oscillano i flyback sono ben oltre la soglia dell’udibile per due motivi: uno giustamente per non inficiare tale banda, due perchè più è alta la frequenza a cui oscilla il mosfet (a cui in genere sul proprio gate è agganciato un segnale PWM) più sarà “semplice” il filtro di uscita responsabile della sua eliminazione. In fine, questa è quasi una regola, all’aumentare delle frequenze in gioco si può ottenere una maggiore miniaturizzazione dei componenti utilizzati primi tra tutti dei trasformatori, dei condensatori di livellamento non ultimo dei dissipatori agganciati a tali semiconduttori (mosfet, bjt) i quali non lavorano in zona lineare.