I progettisti di circuiti analogici fanno quanto possibile affinché gli amplificatori siano stabili nella fase di progettazione, ma si possono verificare molte situazioni che, causando instabilità, fanno sì che un amplificatore oscilli durante il funzionamento effettivo. Carichi di tipo diverso, reti di retroazione progettate impropriamente, filtratura insufficiente dell’alimentazione possono scatenare questi fenomeni. Infine, gli ingressi e le uscite possono oscillare autonomamente come sistemi a una porta. Questo articolo illustra alcune cause frequenti di auto-oscillazione e i corrispondenti rimedi.
ALCUNI CONCETTI FONDAMENTALI
La Figura 1a mostra il diagramma a blocchi di un amplificatore non “rail-to- rail”.
Gli ingressi controllano il blocco gm che pilota il nodo di guadagno ed è dotato di un buffer all’uscita. Il condensatore di compensazione Cc è il componente dominante nel controllo della risposta in frequenza. La corrente di ritorno di Cc andrebbe a massa se vi fosse un tale punto di ritorno; tuttavia, tradizionalmente gli amplificatori operazionali non hanno massa e quindi la corrente del condensatore ritornerà a uno degli ingressi di alimentazione, o ad entrambi. La Figura 1b mostra un digramma a blocchi dell’amplificatore più semplice con uscita rail-to-rail.
La corrente di uscita del blocco gm d’ingresso viene inviata attraverso un “accoppiatore di corrente” che divide la corrente di pilotaggio fra i due transistor di uscita. La risposta in frequenza è dominata dai due condensatori Cc /2, che sono sostanzialmente in parallelo. Queste due topologie descrivono la vasta maggioranza degli amplificatori operazionali che utilizzano un circuito di retroazione esterno. La Figura 1c mostra le risposte in frequenza degli amplificatori ideali di cui sopra, che presentano un funzionamento simile sebbene siano elettricamente differenti.
Il circuito di compensazione a un polo creato da gm e Cc corrisponde a una frequenza, prodotto della larghezza di banda per il guadagno unitario, pari a GBF=gm/(2πCc). Il ritardo di fase di questi amplificatori diminuisce da -180 a -270° nell’intorno di GBF/Avol, dove Avol è il guadagno CC dell’amplificatore ad anello aperto, e rimane a tale valore di -270° a frequenze molto superiori a questa bassa frequenza. Questo effetto è noto come “compensazione con polo dominante”, dove il polo Cc domina la risposta in frequenza e nasconde varie limitazioni di frequenza del circuito attivo. La Figura 2 mostra la risposta di fase e il guadagno ad anello aperto in funzione della frequenza per l’amplificatore LTC6268.
Questo è un efficiente e compatto amplificatore a 500 MHz a basso rumore, con uscite linea-linea e corrente di polarizzazione di soli 3 fA, e il suo funzionamento è un buon esempio di quello di un amplificatore reale. Il ritardo di fase di -90° dovuto al componente dominante di compensazione inizia a circa 0,1 MHz, raggiunge -270° a circa 8 MHz, ma diventa maggiore di -270° oltre 30 MHz. In pratica, tutti gli amplificatori hanno ritardi di fase ad alta frequenza oltre al ritardo base dovuto al componente dominante di compensazione, a causa degli stadi di guadagno aggiuntivi e dello stadio di uscita. In genere, il ritardo di fase aggiuntivo inizia a circa GBF/10. Ottenere stabilità con la retroazione dipende dalla fase e dal guadagno dell’anello, ovvero dal prodotto di Avol e del fattore di retroazione o, in breve, dal guadagno di anello. Se si collega l’LTC6268 in una configurazione a guadagno unitario, il 100% della tensione di uscita viene rinviato all’ingresso lungo il circuito di retroazione. A frequenze molto basse, l’uscita è pari all’ingresso ma con segno negativo, ossia il ritardo di fase è di -180°.
Il circuito di compensazione aggiunge un ritardo di altri -90° attraverso l’amplificatore, causando un ritardo di -270° dall’ingresso negativo all’uscita. Il circuito inizia a oscillare quando il ritardo di fase dell’anello aumenta a ± 360° o a multipli di tale valore e il guadagno dell’anello è di almeno 1V/V ovvero 0 dB. Il margine di fase indica lo scostamento del ritardo di fase da 360° quando il guadagno è pari a 1V/V ovvero 0 dB. La Figura 2 mostra che il margine di fase è di circa 70° (curva in rosso corrispondente a 10pF) a 130 MHz. Si tratta di un ottimo valore; sarebbe utilizzabile un margine di fase inferiore, forse sino a 35°. Un parametro meno utilizzato è il margine di guadagno, sebbene sia altrettanto importante. Quando il margine di fase diminuisce a zero a una determinata alta frequenza, l’amplificatore oscilla se il guadagno è pari ad almeno 1V/V ovvero 0 dB. Come mostrato nella Figura 2, quando la fase scende a 0 (o a multipli di 360°, o -180 come nella figura), il guadagno è di circa -24 dB a circa 1 GHz. Questo è un guadagno molto basso; a tale frequenza non si generano oscillazioni. In pratica è desiderabile un margine di guadagno di almeno 4dB.