Nuovo appuntamento con la Rubrica Firmware Reload nella quale potete leggere gli articoli tecnici della passata rivista cartacea Firmware con all'interno tantissimi contenuti sull'elettronica ancora di interesse per makers e professionisti. I comuni amplificatori operazionali necessitano spesso di circuiti di post-amplificazione utili a fornire al carico segnali caratterizzati da tensioni e/o corrente che gli amplificatori integrati monolitici non sono in grado di assicurare. Di questi circuiti, noti come Power Booster Amplifier, discuteremo topologie e principi di analisi e progettazione.
IMPLEMENTAZIONI CIRCUITALI
Di seguito, presentiamo una rassegna di booster amplifier per lo più tratti dai fogli di specifiche tecniche. L’analisi di questi circuiti può essere di grande aiuto per la comprensione dei principi che sono alla base della loro progettazione.
200 MA CURRENT BOOSTER
Un tipico stadio amplificatore di corrente a componenti discreti è riportato in Figura 1.
Figura 1: Esempio di Current Booster a componenti discreti (corrente massima erogabile 200 mA). Si noti il trasferimento unitario del segnale di tensione (100kHz, 20Vpp) dall’ingresso al carico e la distorsione estremamente contenuta tipici degli amplificatori in classe AB retroazionati e ben dimensionati
Si tratta di un Current Booster in grado di erogare fino a 200mA di corrente di carico. Tale corrente è fissata dal circuito di limitazione ed è ovviamente inferiore alla corrente massima che i transistor discreti complementari 2N2219 e 2N2905 sono in grado di erogare (circa 600mA). Come si può osservare, lo stadio è inserito all’interno dello stesso anello di feedback in cui è presente l’amplificatore di controllo (amplificatore operazionale monolitico a JFET LF356). Il circuito composto dai due transistor di potenza (con relativo circuito di protezione e polarizzazione) fa da booster di corrente per l’amplificatore unitario invertente. Se si elimina dal circuito il booster, infatti, quello che rimane è un amplificatore di segnale a guadagno unitario. Lo scopo del booster è quello di fornire la corrente necessaria al carico (fino a ±200 mA) lasciando sostanzialmente invariata l’escursione di tensione (±12V massimi) e quindi il guadagno che rimane circa unitario (lo stadio booster si comporta da inseguitore di emettitore). L’LM334 fa da sorgente di corrente per la polarizzazione dei due inseguitori di tensione complementari. La resistenza di 200Ω e i diodi D1-D4 associati agli LM334 determinano una compensazione della corrente di polarizzazione nei confronti della temperatura, mentre il resistore di 20Ω fissa il valore di corrente a 3,5 mA. Q1 interviene facendo da driver durante la semionda positiva del segnale che si ottiene in uscita dall’amplificatore LF356, mentre Q2 svolge lo stesso compito durante la semionda negativa. La distorsione di crossover è estremamente contenuta, grazie alla presenza dei diodi D2-D3 che compensano le Vbe di Q1 e Q2 assicurando che gli stessi si trovino costantemente sulla soglia di conduzione. Per rendere tale compensazione più efficace, D2 e D3 dovrebbero essere termicamente accoppiati ai dissipatori per contenitori TO-5 utilizzati per i transistor Q1 e Q2. Il feedback è mantenuto tra l’uscita del booster e il pin non invertente dell’amplificatore di segnale LF356, dal momento che lo stadio booster è non invertente trattandosi di un emitter follower. D5 e D6 garantiscono la protezione contro il corto circuito in uscita, impedendo che Q1 o Q2 possano fornire una corrente superiore a circa 275 mA. Questo valore limite è determinato dalla presenza, sull’emettitore, dei due transistor driver complementari e delle due resistenze da 2.5Ω (unitamente alla polarizzazione di circa 0,7V dei diodi). Il parallelo RC 15pF-10k sul ramo di feedback attenua la risposta in frequenza del circuito a partire da circa 2MHz. Questo è sufficiente a impedirne l’instabilità e allo stesso tempo a garantire un buon comportamento da current booster alle frequenze inferiori. In Figura 2 è mostrato il comportamento del circuito pilotato con un ingresso a 100 kHz, 20 Vpp sinusoidale in presenza di un carico di 50Ω in parallelo ad una capacità di 10000pF=0,01uF. La traccia A rappresenta l’ingresso mentre la traccia B rappresenta l’uscita del circuito. La risposta al segnale di ingresso mostra a queste frequenze un guadagno circa unitario del segnale di tensione, come atteso e reso possibile dalla capacità del push-pull di fornire la corrente richiesta al carico. Inoltre, come ci si aspetta da un push-pull in classe AB retroazionato, il segnale in uscita è molto “pulito”, tanto da presentare una distorsione totale di appena 0,05% (traccia C). Quello che cambia con l’introduzione di questo stadio è quindi la capacità del circuito di fornire corrente al carico e mantenere contemporaneamente molto contenuta la distorsione stessa del segnale. Anche la caratteristica dello stadio privo di booster di essere invertente rimane invariata, come mostra chiaramente il confronto tra traccia A e traccia B.
ULTRA HIGH SPEED FEEDFORWARD CURRENT BOOSTER
Lo schema di Figura 2 rappresenta un current booster molto simile a quello analizzato precedentemente, se si fa eccezione per il ramo che interessa il FET ed il modo in cui è ottenuta la compensazione della Vbe, che adesso interessa due transistor per ciascuno dei due lati complementari del booster. Il funzionamento, il modo in cui è imposto il limite di corrente in uscita, persino il guadagno unitario dell’intero circuito e la caratteristica di essere invertente, rimangono conservate. Lo stadio risulta tuttavia molto più veloce, tanto da far parlare di “High Speed Current Booster”. La velocità del booster di Figura 1 è limitata dalla risposta dell’opamp LF356 che lo pilota. Questa caratteristica non è propria del circuito di Figura 2, nella quale si nota la presenza di una rete feed-forward (da cui il termine Feed-Forward Booster) che tende a consentire al segnale AC di bypassare l’operazionale LM308 e pilotare direttamente lo stadio booster di corrente caratterizzato da una banda molto ampia. In DC e alle basse frequenze, l’LM308 rappresenta il percorso attraverso il quale il segnale viene fornito al booster mentre, al alte frequenze, il segnale tende a scavalcare l’LM308 seguendo il percorso feed-forward stabilito attraverso il FET che, essendo tra le altre cose ad alta impedenza, non carica praticamente il circuito a monte. In questo modo è possibile ottenere uno stadio a elevata corrente di uscita che sia anche high speed. Lo stadio di uscita è costituito dalle coppie emitter follower Q3 - Q6 e Q4 - Q7. E’ interessante notare che il feedback che riguarda l’operazionale è stabilito attraverso il morsetto di ingresso non invertente. Non si tratta di un errore ma di una necessità legata al fatto che lo stadio booster risulta di tipo invertente: per lasciare invertente l’anello di retroazione è pertanto necessario interessare lungo l’anello l’ingresso non invertente dell’operazionale LM308. Poiché gli ingressi ad alta frequenza seguono il percorso privilegiato che evita l’operazionale, il ramo di feedback intercetta l’ingresso dell’operazionale nel punto di congiunzione tra le resistenze da 1k e 10k. Il compito è completato dalla capacità di 15pF posta tra gli ingressi dello stesso operazionale. In tal modo, i segnali in alta frequenza tendono a seguire il percorso alternativo, evitando l’operazionale e rimanendone sostanzialmente disaccoppiati, mentre lo stesso destino non tocca ai segnali in bassa frequenza. I segnali in alta frequenza diventano in questo modo un ingresso diretto per il source-follower a FET Q8 e possono essere trasferiti in uscita attraverso lo stadio booster che viene raggiunto attraverso le due capacità da 0,01uF=10nF poste sui due rami complementari dello stesso booster. Queste stesse capacità diventano invece di blocco per i segnali in bassa frequenza, che attraversano invece lo stadio LM308. La maggiore complessità del circuito rispetto a quello mostrato in Figura 1 consente di ottenere l’incremento di velocità complessiva dello stadio. Questo amplificatore, dotato di current booster, presenta infatti uno slew rate di 750V/ms, una banda piatta di 6 MHz e un punto a 3 dB oltre gli 11 MHz, continuando a garantire allo stesso tempo, a ±12V, una corrente di uscita sul carico pari a 200 mA. In Figura 2 la traccia A è l’ingresso del circuito, la traccia B è invece l’uscita. Il booster pilota con guadagno unitario il carico di 50 ohm, con un tempo di salita e di discesa di circa 15 ns.
Figura 2: Ultra High Speed Feed-Forward Current Booster (si noti il ramo feedforward del circuito)
SWING BOOSTER DA ±120V
Se si desidera realizzare un Booster di tensione (Swing Booster) che debba pilotare un carico di alcuni Kohm, per esempio 2.000 Ω a elevata tensione, per esempio ±100V, è necessario uno stadio che comunque sia in grado di fornire la corrente necessaria (100-200mA circa in questo caso). In questo caso, tuttavia, lo stadio booster deve anche essere in grado di amplificare sufficientemente il segnale di tensione. Il circuito non può quindi avere guadagno unitario come accadeva nei circuiti di Figure 1 e Figura 2. Uno schema possibile per ottenere questo risultato è allora quello di Figura 3, dove il guadagno di tensione è ottenuto attraverso uno stadio a base comune a transistor complementari Q1 - Q2, cui segue lo stadio di guadagno composto da Q3 e Q4 che precede a sua volta l’emitter follower composto dai transistor complementari Q7-Q8. Q5 e Q6 impongono la polarizzazione, e la distorsione di crossover è minimizzata dai diodi posti sul loro percorso. Per un segnale di ±10V in ingresso, al fine di raggiungere un livello di segnale pari a ±100V in uscita, l’amplificatore dovrebbe presentare un guadagno complessivo in anello chiuso pari a 10. La rete di feedback è quindi composta da una coppia di resistori 10k - 100k, dove la resistenza da 100 Kohm è posizionata sul ramo di feedback. Essendo infatti l’amplificatore ad anello aperto ad elevatissimo guadagno, in anello chiuso, come accade per un operazionale, il guadagno è dato dal semplice rapporto tra la resistenza di retroazione e quella sull’ingresso, che per il solo operazionale è non invertente ma per l’intero amplificatore sul ramo diretto è a tutti gli effetti invertente. Infatti, proprio perché il booster contiene uno stadio invertente (Q3-Q4), il feedback viene chiuso sul pin non invertente dell’amplificatore A1. La capacità di 20 pF determina la frequenza di taglio, ed insieme alla capacità da 100pF mantiene stabile il circuito. Con i suoi ±50 mA di corrente di picco in uscita, questo booster fornisce corrente sufficiente al carico così come il necessario guadagno di tensione. I transistor utilizzati che compongono lo stadio di booster sono in effetti transistor per alte tensioni.
Figura 3: Swing Booster da ±120V (si notino gli stadi complementari a base comune e ad emettitore comune (stadio di guadagno) che precedono la stadio di uscita inseguitore di emettitore). La forma d’onda rappresentata è l’uscita del circuito in risposta ad un’onda quadra di 30kHz e 10V di picco in ingresso. Attenzione: il circuito genera segnali di tensione elevati potenzialmente pericolosi e va pertanto maneggiato con cautela nel caso in cui venga fisicamente realizzato
