Il Vostro Amplificatore Operazionale Oscilla? – Parte 2

Seconda puntata della serie di articoli "Il Vostro Amplificatore Operazionale Oscilla?" della Rubrica Firmware Reload. In questa rubrica sono presenti gli articoli tecnici della passata rivista cartacea Firmware, che contengono tantissimi argomenti sull'elettronica di interesse per makers e professionisti.

AMPLIFICATORI DE-COMPENSATI

Sebbene l’LTC6268 sia alquanto stabile a guadagno unitario, alcuni amplificatori operazionali non lo sono, deliberatamente. Progettando il circuito di compensazione dell’amplificatore in modo che quest’ultimo sia stabile solo a guadagni ad anello chiuso maggiori, i compromessi nella progettazione possono assicurare slew-rate superiori, GBF più ampi e rumore d’ingresso inferiore rispetto agli amplificatori compensati a guadagno unitario. La Figura 1 mostra la fase e il guadagno ad anello aperto dell’LT6230-10. Questo amplificatore è previsto per l’uso a un guadagno di retroazione pari ad almeno 10, per cui la rete di retroazione attenuerà l’uscita di almeno un fattore 10. Con questa rete di retroazione, individuiamo la frequenza alla quale il guadagno ad anello aperto è pari a 10V/V ovvero 20 dB, e determiniamo un margine di fase di 58° a 50 MHz (alimentazione a ± 5V). A guadagno unitario, il margine di fase è pari quasi a 0° e l’amplificatore oscillerà. Occorre osservare che tutti gli amplificatori sono più stabili quando il guadagno ad anello chiuso è maggiore del guadagno stabile minimo. Anche un guadagno di 1,5 fa sì che un amplificatore, stabile a guadagno unitario, sia ancora più stabile.

Figura 1: Guadagno e fase dell’LT6230-10 in funzione della frequenza

RETI DI RETROAZIONE

Si deve tenere presente che anche la stessa rete di retroazione può causare oscillazioni. Si osservi nella Figura 2 che in parallelo al partitore di retroazione si è inserita una capacità parassita.

Figura 2: Carico della rete di retroazione introdotto dalla capacità parassita

Questo è inevitabile; ciascun terminale di qualsiasi componente del circuito di una scheda ha circa 0,5 pF verso massa, oltre alla capacità delle piste. In pratica, i nodi hanno una capacità minima di 2 pF, e circa 0,8 pF per centimetro di pista. È facile, in queste condizioni, ottenere fino a 5 pF di capacità parassita. Consideriamo l’LTC6268 che produce un guadagno pari a 2. Nel tentativo di ridurre il consumo di energia, regoliamo R_f e R_g a un valore piuttosto alto, 10 khom Con C_par = 4 pF, la rete di retroazione ha un polo a 1/(2π*R_f||R_g*C_par), ovvero 8 MHz. Poiché il ritardo di fase della rete di retroazione è uguale a –atan(f/8MHz), si può stimare che il ritardo di 360° dell’anello si avrà a circa 35 MHz, dove l’amplificatore e la rete di retroazione hanno un ritardo, rispettivamente, di -261° e di -79°. A questa fase e frequenza, l’amplificatore ha ancora 22 dB di guadagno, mentre il guadagno del partitore è uguale a:

ovvero -19 dB. Il prodotto dei 22 dB dell’amplificatore e dei -19 dB della rete di retroazione dà un guadagno di anello pari a +3 dB a una fase di 0°, e il circuito oscilla. È necessario ridurre il valore del resistore di retroazione per compensare la capacità parassita affinché il polo di retroazione sia a frequenza ben superiore a quella del guadagno unitario dell’anello. Un rapporto tra la frequenza del polo e GBF uguale ad almeno 6 è adeguato. Gli stessi ingressi di un amplificatore operazionale possono presentare capacità notevoli, comparabili a C_par. In particolare, gli amplificatori a basso rumore e basso Vos impiegano grandi transistor d’ingresso e possono avere capacità d’ingresso maggiori rispetto ad altri amplificatori, caricando così le reti di retroazione. È necessario consultare la scheda tecnica di prodotto per determinare quale sarà l’ulteriore capacità in parallelo a Cpar. Fortunatamente, l’LT6268 ha solo 0,45 pF, un valore molto basso per un amplificatore a così basso rumore. Il circuito con capacità parassite può essere simulato tramite il macro-modello in esecuzione su LTspice®, gratuito. La serie di Figure 3 mostra i vari metodi per rendere il partitore più tollerante alla capacità. La Figura 3A mostra una configurazione ad amplificatore non invertente a cui è stata aggiunta R_in. Assumendo che V_in sia un generatore a bassa impedenza (<<R_in), R_in attenua efficacemente il segnale di retroazione senza modificare il guadagno dell’anello chiuso.

Figura 3a: Configurazione ad amplificatore non invertente a cui è stata aggiunta R_in

Inoltre, Rin riduce l’impedenza del partitore, aumentando la frequenza del polo di retroazione, auspicabilmente oltre GBF. Rin ha effetti opposti: riduce la larghezza di banda dell’anello, mentre aumenta il rumore e l’offset d’ingresso. La Figura 3b mostra una configurazione invertente.

Figura 3b: Configurazione invertente

R_g attenua il guadagno dell’anello, anche in questo caso senza modificare il guadagno ad anello chiuso. In questo caso, l’impedenza d’ingresso non è disturbata da “R_g”, ma il rumore, l’offset e la larghezza di banda peggiorano. La Figura 3c mostra il metodo preferito di compensazione di C_par in un amplificatore non invertente.

Figura 3c: Metodo preferito di compensazione di C_par in un amplificatore non invertente

Se si regola C_f * R_f = C_par* R_g si ottiene un “attenuatore compensato” tale che il ripartitore di retroazione adesso ha attenuazione identica a tutte le frequenze e il problema posto da Cpar è risolto. Un disadattamento nei prodotti causerà “gobbe” nella banda passante dell’amplificatore e “gradini” nella risposta, ossia punti in cui la risposta a bassa frequenza è piatta ma cambia a un altro livello piatto nell’intorno di f = 1/2π* C_par* R_g . La Figura 3d mostra il circuito di compensazione di C_par equivalente per amplificatori invertenti.

Figura 3d: Circuito di compensazione di C_par equivalente per amplificatori invertenti

È necessario analizzare la risposta in frequenza per determinare una C_f appropriata, e la larghezza di banda dell’amplificatore fa parte dell’analisi. A questo punto, sono opportuni alcuni commenti sugli amplificatori a retroazione di corrente (CFA). Se l’amplificatore della Figura 3a fosse retroazionato in corrente, “R_in” non modificherebbe di molto la risposta in frequenza, poiché l’ingresso negativo presenta un’impedenza molto bassa e segue attivamente l’ingresso positivo. Il rumore peggiorerebbe in una certa misura, e si genererebbe una corrente di polarizzazione aggiuntiva all’ingresso negativo, uguale a V_os/ R_in. Analogamente, la risposta in frequenza del circuito della Figura 3b non viene modificata da “R_g”. L’ingresso invertente non è solo una massa virtuale; è una vera bassa impedenza a massa ed è già tollerante a C_par (solo nella modalità ad amplificatore invertente!). Gli errori DC sono simili a quelli mostrati nella Figura 3a. Le configurazioni delle Figure 3c e 3d potrebbero essere preferibili per amplificatori operazionali a ingresso di tensione, ma gli amplificatori a retroazione di corrente semplicemente non possono tollerare un condensatore di retroazione diretta senza che nascano oscillazioni.