Tecniche di riduzione del rumore

In questo articolo saranno discussi e analizzati i principali fattori e i parametri critici che interessano la progettazione e lo sviluppo di una scheda elettronica per segnali high-speed, con l’obiettivo di fornire dei criteri pratici per contenere e minimizzare gli effetti di distorsione e del rumore elettromagnetico, in modo da garantire l’integrità dei segnali.

Il mercato dell’elettronica richiede apparati e sistemi sempre più complessi con elevate prestazioni funzionali e dimensioni molto contenute. In questo contesto, la progettazione di una scheda presenta problematiche sempre più articolate: se da un lato vengono richiesti livelli di integrazione sempre più spinti, dal l’altro si assiste a un incremento delle frequenze di lavoro e alla contemporanea riduzione delle dimensioni geometriche delle schede. La riduzione dei tempi di commutazione e l’incremento delle frequenze dei segnali sono causa di difficoltà crescenti nella progettazione di circuiti stampati per applicazioni digitali: i progettisti sono costretti ad affrontare problemi di integrità dei segnali e di rumorosità elettromagnetica che sono molto costosi in termini di risorse e tempi necessari alla soluzione. Gli attuali dispositivi digitali permettono di operare su segnali con tempi di salita inferiori al nanosecondo; in queste condizioni operative, le piste che connettono i componenti su una scheda non possono essere più considerate ,alla stregua di semplici collegamenti ohmici, ma vanno bensì trattate come linee di trasmissione. D’altro canto, il continuo incremento del contenuto armonico dei segnali digitali produce un progressivo peggioramento delle emissioni elettromagnetiche, che provoca a sua volta un aumento dei livelli di interferenza, la cui entità dipende strettamente da alcune caratteristiche del PCB e dal layout delle connessioni tra i componenti. Da queste brevi considerazioni introduttive si comprende come il circuito stampato, negli anni più recenti si è evoluto da semplice supporto meccanico per componenti, in un vero e proprio sistema attivo che non può più occupare una posizione secondaria nello sviluppo del progetto circuitale.

Comportamento dei PCB nel caso di segnali  high-speed

Alle basse frequenze, un semplice filo o una traccia su scheda possono essere assimilati secondo il  modello a costanti concentrate, a un elemento di tipo ohmnico, senza rilevanti effetti di capacità o di induttanza. Alle frequenze più elevate invece, le caratteristiche del modello a costanti distribuite si manifestano in tutti i loro effetti e impedenze, induttanze e capacità parassite possono diventare predominanti. Quando i segnali  vengono trasmessi ad alta velocità, anche una traccia PCB passiva molto corta assume le caratteristiche tipiche delle linee di trasmissione. Senza addentrarci in complessi dettagli teorici, al fine di valutare la cosiddetta “lunghezza critica”delle piste, possiamo dire empiricamente che qualsiasi traccia su PCB può essere considerata una linea di trasmissione, se il tempo necessario per attraversarla è 6 volte maggiore rispetto al fronte di salita del segnale, ovvero, ragionando in termini di lunghezza, se:

dove Lline è la lunghezza della linea di trasmissione e Ledge  corrisponde alla lunghezza del fronte di salita (spazio percorso dal segnale nel tempo di salita). Per esempio, se consideriamo un tempo di salita Tr = 1ns e consideriamo la velocità di propagazione in un dielettrico FR4 (v = 1,7·10m/s), la lunghezza del fronte di salita sarà

quindi una linea lunga (Lline) più di Legde/6 = 2,8 cm sarà considerata una linea di trasmissione.

Linee di trasmissione e problemi di degradazione del segnale

Nella propagazione lungo le linee di trasmissione, i  segnali ad alta frequenza sono soggetti a perdite e distorsioni: al fine di poterle valutare e minimizzare, il progettista deve conoscere quali sono le cause di questi effetti degenerativi. Le distorsioni introdotte da una linea di trasmissione sono sostanzialmente dovute a riflessioni e risonanze, cross-talk, variazione nei livelli di riferimento (rimbalzi di massa e di alimentazione), rumore di commutazione legato alle correnti che fluiscono nelle impedenze dei sistemi di distribuzione dell’alimentazione del PCB. Riportiamo di seguito una breve descrizione di questi fenomeni.

Riflessioni e risonanze

Questi effetti sono legati principalmente alla variazione dell’impedenza  della linea di trasmissione. Quando un dispositivo emette un segnale sulla linea, la tensione iniziale inizia a propagarsi sulla linea stessa fino a raggiungere la sua parte terminale. Se quest’ultima ha un valore d’impedenza differente da quello dell’intera linea di trasmissione, una porzione del segnale sarà riflessa propagandosi a ritroso verso la sorgente. La quantità di segnale riflesso è determinata dal cosiddetto coefficiente di riflessione:

dove ZL  è l’impedenza di carico e ZO  è l’impedenza caratteristica della linea. Se l’impedenza di carico è pari all’impedenza caratteristica della linea di trasmissione il coefficiente di riflessione è pari a 0 e questo implica l’assenza di riflessioni di segnale verso la sorgente. Se invece entrambe le terminazioni della linea non sono adattate, il segnale  sarà riflesso più volte avanti e indietro sulla linea, con livelli via via più bassi che tendono ad attestarsi su un determinato valore finale. In qualsiasi punto della linea, il valore risultante del segnale è dato dalla sovrapposizione dell’onda del segnale originario e delle onde dei segnali riflessi. Le riflessioni devono essere evitate in quanto provocano dei falsi inneschi nei circuiti logici.

Cross-talk (diafonia)

La diafonia è dovuta principalmente alla mutua capacità e alla mutua induttanza che si instaurano tra tracce adiacenti, e altera le caratteristiche di una linea di trasmissione modificando il valore di Zo e il ritardo di propagazione della linea stessa. Essa induce disturbi sulle linee adiacenti, degradando l’integrità del segnale e riducendo i margini di tolleranza al rumore. La traccia che causa diafonia è detta “sorgente” o “aggressore”, mentre la traccia influenzata è detta “vittima”. L’accoppiamento induttivo si manifesta a causa dell’interazione dei loop delle correnti di ritor no di due segnali adiacenti ed è molto più rilevante dell’accoppiamento capacitivo. Quando un segnale viaggia su una traccia, crea un campo magnetico. Il  segnale reagisce anche ai campi magnetici presenti sulla stessa traccia. Pertanto la traccia agisce sia come generatore di campo magnetico sia come “antenna”. Le tensioni che i campi esterni provocano sono proporzionali al loro valore e alla lunghezza della traccia esposta al campo. L’induttanza mutua Lm inietterà una tensione da una linea sorgente a tutte le linee “vittima” abbastanza vicine per essere influenzate dal suo campo magnetico. La tensione di rumore è proporzionale al tasso di variazione della corrente della linea sorgente; nelle applicazioni digitali ad alta velocità l’induttanza mutua può quindi assumere valori molto significativi. La capacità mutua Cm  è data invece dall’accoppiamento di due conduttori sottoposti a un campo elettrico; essa inietterà una corrente nella linea vittima proporzionale al tasso di variazione della tensione sulla linea sorgente.
Disturbi  legati  agli effetti della  corrente di ritorno  nel PBC

In un PCB, i  segnali che si propagano lungo le tracce devono avere una via di ritorno che permetta alla corrente di scorrere in un anello chiuso. Per una serie di considerazioni legate all’integrità dei segali e all’interferenza elettromagnetica (EMI), nei progetti ad alta velocità è importante che questo loop di corrente sia il più corto possibile: è bene infatti ricordare che per i segnali  ad alta frequenza, la corrente di ritorno scorre attraverso il cammino con il valore di induttanza minore. Nelle schede PCB high-speed il segnale della corrente di ritorno si trova di solito sul piano direttamente sotto la traccia del segnale stesso, in modo da minimizzare l’induttanza, riducendo anche la lunghezza del loop di corrente. Un loop molto ampio sarà infatti più suscettibile all’EMI e alle interferenze di altri segnali, oltre a essere allo stesso tempo una fonte di emissioni. Al fine di evitare una degradazione della qualità del segnale e un incremento dell’EMI,  i piani di alimentazione e di massa devono essere tenuti più integri possibile, ovvero bisogna evitare fori o discontinuità, in modo che la corrente di ritorno non sia costretta a trovare delle strade alternative per superare gli “ostacoli”, incrementando le dimensioni del loop e quindi le EMI.

Terminazioni di linea per la riduzione della  distorsione di segnale

In base a quanto illustrato in precedenza, abbiamo visto che l’energia viene riflessa a causa delle discontinuità di impedenza sul ricevitore; al fine di ridurre o eliminare questo fenomeno, è necessario assorbire l’energia prima che essa venga riflessa. Per raggiungere questo obiettivo è possibile inserire, sulle linee di trasmissione, delle opportune terminazioni. Per le interfacce ad alta velocità sono disponibili varie opzioni.

Terminazione serie  o sorgente

Questo metodo prevede  il collegamento di una resistenza in serie alla linea di trasmissione, che deve essere inserita più vicino possibile alla sorgente. Il valore della resistenza di terminazione deve soddisfare la condizione: Rd+Rs=Z0, dove Rd è l’impedenza di uscita del dispositivo, Rs è la resistenza serie di terminazione, Z0 è l’impedenza della linea di trasmissione. Con questo metodo, l’onda riflessa viene assorbita nel cammino di ritorno alla sorgente, in modo da evitare le riflessioni e prevenire l’innesco di correnti elevate. L’inconveniente di questa tecnica si manifesta attraverso una caduta di tensione a causa della resistenza esterna che può provocare problemi sui margini di tolleranza al rumore.

Terminazione parallela

Con questo metodo, la resistenza di terminazione è connessa in configurazione pull down nel punto finale della linea di trasmissione. Il valore della resistenza di terminazione deve adattarsi a quello della linea di trasmissione. Il  vantaggio di questa soluzione è che viene evitato un consumo costante di energia, mentre lo svantaggio è rappresentato dalla resistenza extra sul carico.

Caratteristiche spettrali delle emissioni elettromagnetiche

I  principali disturbi elettromagnetici si possono classificare in:

» naturali (fulmini, scariche elettrostatiche, attività cosmica, etc…);

» artificiali  intenzionali  (sistemi  wireless, ponti radio, telefonia cellulare, etc...);

» artificiali  non voluti (qualunque circuito elettrico percorso da correnti variabili nel tempo emette disturbi elettromagnetici). Tra questi ultimi tipi di disturbi si ricordano le emissioni dovute ai circuiti di clock, all’attività dei BUS e delle schede digitali, agli alimentatori a commutazione, etc… La conoscenza dello spettro del segnale è fondamentale per valutare l’entità del disturbo emesso, nonché per poter predisporre le opportune misure di prevenzione all’atto del progetto dell’apparato o sistema. Molto spesso, i segnali  più pericolosi dal punto di vista EMC hanno una forma d’onda trapezoidale, come nel caso di segnali di clock digitali o di quelli dovuti all’attività di alimentatori a commutazione. L’analisi di Fourier di una successione periodica di impulsi porta a uno spettro rigato, con righe distanti tra di loro 1/T e con ampiezza An dell’ennesima riga come indicato dalla formula

In questa si può notare un fattore del tipo sen(x)/x, dove x=nπτ/T dipende dal duty cicle τ/T, seguito da un altro fattore dello stesso tipo, ma dipendente dal tempo di salita (e di discesa) tr della forma d’onda. Per poter effettuare stime con facilità, si può semplificare questo modello matematico dello spettro, considerandone l’inviluppo e commettendo così un errore per eccesso nella valutazione dell’ampiezza delle righe. In scala logaritmica, l’ampiezza delle righe è contenuta al di sotto della curva indicata, con uno spettro che è considerabile constante sino a una frequenza 1/πτ , che decresce 20 dB/decade (inversamente proporzionale alla frequenza) sino a f=πtr, e quindi decresce con pendenza 40 dB/decade. Poiché sia l’irradiazione di un circuito, sia i disturbi indotti sui circuiti vicini crescono con la frequenza, si desume che, dato un segnale, la porzione dello spettro interessante per i fenomeni  EMC si estende almeno sino alle frequenza 1/πtr,  e quindi più che la frequenza di ripetizione del segnale interessa  il tempo minimo di salita e di discesa della forma d’onda.

I meccanismi di propagazione dell’energia elettromagnetica

I fenomeni  sono sostanzialmente tre: conduzione, accoppiamento reattivo (induttivo e capacitivo) e radiazione elettromagnetica. La conduzione di energia avviene attraverso i cavi di alimentazione,  i cavi di segnale, il conduttore di terra e altri percorsi a bassa impedenza. L’accoppiamento reattivo dipende essenzialmente dalla distanza, dall’orientamento, dalle dimensioni e dall’impedenza del circuito accoppiato. Il fenomeno della radiazione elettromagnetica si può analizzare considerando quattro sottoproblemi:

» emissioni  irradiate;

» suscettibilità irradiata;

» emissioni  condotte;

» suscettibilità condotta.

Le emissioni elettromagnetiche che sono generate da un cavo di alimentazione, da uno schermo metallico contenente un sottosistema, da un cavo inter no che collega sottosistemi diversi, oppure da un componente elettronico situato all’interno di un contenitore non metallico sono dette emissioni radiate; si tratta di onde elettromagnetiche che si propagano nel mezzo circostante e sono frutto dell’irradiazione di correnti che circolano lungo elementi conduttori (schermi o cavi). Il cavo di alimentazione (o un qualsiasi cavo di interconnessione) può anche funzionare da “antenna”, captando le emissioni radiate da altri sistemi elettronici localizzati più o meno nelle vicinanze. Le emissioni captate dal cavo inducono nel cavo stesso, con una determinata efficienza, delle correnti di disturbo che possono così giungere fino ai componenti interni del sistema e dare origine a fenomeni di interferenza.  Il problema è dunque, in questo caso, una sensibilità alle emissioni presenti nell’ambiente di lavoro, ossia di suscettività radiata. Le emissioni e la suscettività all’energia elettromagnetica non avvengono però solo attraverso onde elettromagnetiche che si propagano nell’aria, ma esistono anche altri fenomeni di propagazione diretta nei conduttori metallici. Nella maggior parte dei casi, questo tipo di accoppiamento è più efficiente di quello che si ha per effetto della propagazione in aria; di conseguenza, il progetto dei dispositivi deve sempre prevedere apposite barriere alla propagazione dei disturbi, ossia dei filtri, lungo il percorso di accoppiamento, in modo da bloccare la trasmissione di energia non voluta. I segnali indesiderati emessi da un sistema e che si propagano da esso ad altri sistemi tramite i cavi di interconnessione prendono il nome di emissioni condotte. Viceversa, la sensibilità di un sistema a segnali di disturbo che gli arrivano tramite il cordone di alimentazione o tramite altri cavi di interconnessione prende il nome di suscettività condotta. Un problema di suscettività attualmente sempre più frequente nei circuiti integrati è legato alle cosiddette scariche elettrostatiche (ESD, Electrostatic Discharge). Per questo motivo è importante progettare i sistemi  in maniera tale che variazioni di tensione e di frequenza nel cavo di alimentazione non disturbino il corretto funzionamento del sistema.

Figura 1: maschera dello spettro di ampiezza di un treno di impulsi trapezoidale.

Figura 1: maschera dello spettro di ampiezza di un treno di impulsi trapezoidale.

Tecniche di grounding

La scelta della miglior realizzazione di ‘grounding’ è fondamentale per quanto riguarda il comportamento di sistemi e apparati nei confronti di EMC. Prima di esaminare i meccanismi  di accoppiamento tra apparato e l’ambiente EM, è buona norma richiamare alcune definizioni che nella pratica comune si è soliti confondere ma che corrispondono a strutture che invece hanno funzioni ben diverse l’una dall’altra (vedi figura 2).

Figura 2: massa, terra e riferimento a 0 volt.

Figura 2: massa, terra e riferimento a 0 volt.

» Riferimento  di tensione a 0 V: i circuiti, per scambiarsi informazioni, devono misurare le tensioni rispetto a un riferimento comune, che si definisce a 0 V. Esso è costituito da una rete di conduttori che si diffonde in tutto l’apparato e che dovrebbe essere equipotenziale.

» Masse: sono tutti gli oggetti metallici presenti (contenitori, dissipatori di calore, ecc...) che non hanno funzione elettrica ma che possono presentare accoppiamenti parassiti con i circuiti dell’apparato.

» Terra:  tutte le masse accessibili da un utente, per ragioni di sicurezza elettrica, devono esser riferite alla terra dell’edificio o dell’impianto. In ogni apparato, in genere, non esiste un solo riferimento a 0 V, ma più alimentazioni, e quindi diversi sistemi di riferimento. Tutti questi, insieme alla loro interconnessione, devono essere più equipotenziali possibile, per evitare da un lato errori nella trasmissione di segnali e diafonie, dall’altro irradiazioni di modo comune. Inoltre le masse possono essere connesse o meno allo 0 V oppure il collegamento può essere effettuato in continua tramite un condensatore; in ogni caso, anche se si lasciano le masse flottanti, occorre ricordare che, data l’estensione delle superfici interessate, vi sarà una capacità parassita non trascurabile ad alte frequenze tra masse e 0 V.

» Disturbi condotti sulla rete (figura 3): se si ipotizza di avere due apparati o due schede che devono scambiarsi informazioni, gli apparati e i sistemi, a meno che non siano alimentati da una batteria interna, ricevono l’alimentazione da fonte esterna di potenza che serve anche altri utilizzatori. Da un lato, l’apparato non deve emettere, su questi fili, segnali non voluti di entità superiore a quanto ammesso dalle norme; dall’altro, l’apparato deve poter funzionare correttamente pur in presenza di disturbi condotti sui fili di alimentazione, dovuti all’attività degli altri utilizzatori o da fenomeni naturali o dal non perfetto funzionamento dell’alimentatore.

Figura 3: schematizzazione dei vari tipi di disturbi.

Figura 3: schematizzazione dei vari tipi di disturbi.

» Disturbi condotti sulla terra (figura 3): nell’impianto di terra circolano correnti dovute alle emissioni di modo comune di tutti gli apparati connessi allo stesso impianto. Poiché l’impedenza dei conduttori di terra non è nulla, ma è sensibile soprattutto alle alte frequenze, le correnti che vi transitano provocano cadute di potenziale che si presentano come tensioni di disturbo tra i riferimenti  di tensione a 0 V degli apparati che devono scambiarsi segnali, con possibili errori o diafonie. Questo effetto è maggiormente sentito se le masse sono connesse ai riferimenti di tensione a 0 V. I segnali  condotti sulla terra sono detti ‘segnali di modo comune’.

» Disturbi condotti sulle interconnessioni (figura 3): sulle linee di interconnessione viaggiano  i segnali attraverso cui gli apparati si scambiano le informazioni. Purtroppo però possono esser presenti anche segnali non voluti, e quindi disturbi dovuti ad accoppiamenti parassiti che avvengono all’interno degli apparati stessi con circuiti molto emittenti, ad esempio clock, circuiti PWM, ecc..., o ad accoppiamenti parassiti di tipo induttivo o capacitivo con linee di connessione, di altri sistemi o apparati, che viaggiano nelle vicinanze e che sono sedi di correnti o di tensioni fortemente variabili nel tempo. L’introduzione di filtri passa-basso all’ingresso di ogni apparato può limitare la banda passante a quella strettamente necessaria per il segnale  utile, riducendo fortemente l’entità di tutti i disturbi che hanno componenti in frequenza al di fuori della banda passante del filtro.

» Disturbi irradiati di modo comune (figura 3): esiste però un altro anello, in genere di area molto maggiore del precedente, costituito dalla linea di connessione del riferimento di tensione, dalle masse e dalla terra, che, concatenando un campo elettromagnetico di disturbo, può tradurlo in un segnale elettrico che si trova, come modo comune, tra i due riferimenti di tensione degli apparati che devono scambiarsi informazioni. In presenza di una corrente di modo comune che circoli sull’impianto di terra, l’anello di cui sopra può divenire un’antenna trasmittente che emette segnali irradiati. Questo tipo di accoppiamento, a causa della notevole area dell’anello, è in genere molto efficace, soprattutto alle frequenze meno elevate, ed è una delle cause più importanti sia di emissione che di suscettibilità.

Effetto della  induttanza delle connessioni  (“Ground Bounce”)

Il ground bounce (letteralmente, rimbalzo della massa) è un altro effetto che si verifica ad alte velocità, quando si crea un picco di corrente attraverso  il pin di massa. Un caso tipico è quando uno o più pin di un chip cambiano livello logico contemporaneamente e scaricano tutti attraverso il pin di massa. Anche se l’induttanza parassita (L) del pin di massa può sembrare insignificante (dell’ordine dei nH), transizioni molto veloci (usuali nel cambio degli stati logici) possono causare tensioni elevate. Infatti, la tensione v sul pin del ground è data da v=L di/dt, ... dove L è l’induttanza parassita del pin, i è la corrente di scarica che fluisce durante le transizioni, t è il tempo di scarica. Da una valutazione sommaria, con L è dell’ordine dei 100 nH, di dell’ordine dei 100mA, t dell’ordine dei ns, v risulta 10V, per niente trascurabili!  I rimedi per controllare il ground bounce consistono nel minimizzare le variazioni di corrente, riducendo il numero delle uscite che commutano contemporaneamente, costruendo i  componenti con più pin di massa (in modo da ripartire le correnti delle scariche) e usando piani di massa diffusi che disperdono più velocemente le correnti elevate. Si punta inoltre a ridurre l’induttanza usando package con pin ridotti, diminuendo quindi le lunghezze dei collegamenti, ad esempio, usando componenti in tecnologia SMT o flip-chip (figura 4).

Figura 4: flip-chip bonding.

Figura 4: flip-chip bonding.

In questa ottica, la tecnologia di package ad array superficiali come ad esempio la Flip Chip, consente lo sfruttamento dell’area sottostante alla superficie attiva del chip. I vantaggi  sono rappresentati inoltre da una minore altezza (non ci sono archi di fili in oro), da una maggiore velocità di comunicazione (lunghezza connessione 0,1 mm rispetto ai 5 mm SMT, quindi impedenza molto minore) e da una riduzione del rumore sull’alimentazione, portata direttamente dentro al chip. Anche l’alimentazione di un chip è soggetta a un fenomeno analogo al ground bounce. Questi fenomeni possono provocare un’oscillazione del livello logico durante piccoli impulsi.

Alimentazione e condensatori di disaccoppiamento

Al fine di evitare che i transitori di commutazione di un integrato si trasmettano attraverso l’alimentazione ad altri integrati, si devono sempre inserire in parallelo tra VCC e GND uno o più condensatori di by-pass. Il condensatore costituisce un percorso a bassa impedenza per i  segnali ad alta frequenza (transitori di commutazione) che vengono in questo modo cortocircuitati verso massa. La funzione di questo componente è quella di disaccoppiare  il bus di alimentazione dei vari circuiti integrati presenti in un PCB e fornire energia sufficiente durante i picchi di assorbimento dovuti a commutazioni sempre più veloci. Anche la scelta della geometria del condensatore è fondamentale; spesso è preferibile utilizzare tipologie SMT che, non avendo terminali, presentano un’induttanza serie minore (sull’ordine di 1,5 nH). Una soluzione molto valida è quella di mettere due condensatori in parallelo in modo da ridurre induttanza e resistenza serie equivalenti. E’ bene notare che un valore della capacità di by-pass molto più alto del necessario comporterebbe un incremento dell’induttanza (quella equivalente serie) non desiderata che, invece, potrebbe causare dei glitch sul bus di alimentazione tali da superare i limiti di tolleranza di rumore. Un’altra buona prassi costruttiva è quella di distribuire gli elementi di bypass su tutto il PCB disponendo alcuni di essi il più vicino possibile a quei C. I. che richiedono grandi riserve di energia.

Tecniche di shielding (schermatura)

Le parti di circuito veramente sensibili devono essere schermate meccanicamente, questo perché quando un campo elettrico incide su una superficie di metallica, il telaio si comporta come uno “scudo”, ovvero il metallo fa sì che il campo venga a essere sostituito con correnti di conduzione che scorrono nella parte superficiale. D’altro canto, i campi di tutte le superfici radianti al suo interno sono bloccati e confinati all’interno del contenitore metallico, dove permane  il solo rumore interno e quello proveniente da cavi che entrano/escono dalla scatola o da fori/aperture della schermatura. Tuttavia, come criterio generale è sempre meglio operare per ridurre le emissioni di rumore all’origine, ossia internamente all’involucro, piuttosto che fare un totale affidamento sull’efficacia di una schermatura.

Come ridurre le EMI

Il metodo più efficace per ridurre le emissioni EMI è controllare  i segnali in gioco sulla PCB alla loro origine, considerato che la maggior parte di questi segnali vengono originati dalle correnti di commutazione negli Ics; abbiamo visto infatti che tutte le correnti tempo-varianti in un sistema, sia che siano o non siano intenzionali, irradiano. Dei numerosi meccanismi di EMI, quello nelle PCB è dominato dalla radiazione cosiddetta differenziale (Differential Mode Radiation, DMR), che risulta da segnali e correnti di ritorno, che sono strettamente correlati, mentre quella a livello di sistema è dominata dalla radiazione di modo comune (Common Mode Radiation, CMR), che è la risultante delle correnti di perdita dei cavi. Queste correnti possono essere piccole, ma il ritorno di esse alla sorgente, può essere di intensità molto elevata, avvenendo su una regione molto ampia, e quindi irradiare notevolmente. Sia nel modo differenziale che in quello comune, le quantità direttamente controllabili sono le correnti e le dimensioni dei cavi. Quindi, per raggiungere l’obiettivo di un buon design a livello di EMI, bisogna controllarle sin dalla fase di progettazione, in modo da includere nel loro spettro di frequenza solo quelle armoniche necessarie per la corretta operatività del sistema, riducendo in tal modo notevolmente la possibilità di avere armoniche ad alta frequenza causanti emissioni non volute.

Criteri per il progetto dei PCB

Più che elencare dei criteri di buona progettazione, si intende suggerire di seguito delle idee o dei principi di massima per la costruzione di un circuito stampato che, oltre ai requisiti funzionali intrinseci del progetto stesso, deve rispondere alle condizioni di integrità del segnale, di integrità nella distribuzione delle alimentazioni, di compatibilità elettromagnetica (EMC).

» Suddividere la disposizione dei componenti all’interno del PCB in aree funzionali: un attento studio della loro posizione riduce i  problemi di pick-up tra un’area e l’altra.

» Collocare  le aree funzionali contenenti generatori di clock e circuiteria ad alta velocità lontano dalle aree di I/O, e ancor più da quelle analogiche.

» Evitare  di sovrapporre le armoniche dei vari segnali di clock presenti nel circuito, posizionando  i componenti in modo che il routing consenta di non affiancare le tracce che trasportano segnali contenenti le stesse armoniche.

» Nei circuiti di clock dei microcontrollori per impedire che tali circuiti irradino campo, fare in modo che le correnti di ritorno passino sempre il più vicino possibile alle correnti andata. In tal modo l’efficienza radiativa del loop sarà minimizzata e con essa anche il campo elettromagnetico.

» Usare la funzione di “signal integrity” (presente oggi nella maggior parte dei CAD) per simulare  il comportamento delle tracce della lunghezza di 15÷20 cm.

» Se una pista risulta essere più lunga di 15÷20 cm, aggiungere una resistenza di terminazione. Se possibile, usare un PCB multistrato con un piano di massa e uno di alimentazione.

» Mantenere lo spessore del dielettrico tra uno strato di segnale e uno di massa il più piccolo possibile, compatibilmente con le tecnologie di costruzione a disposizione. Questo aumenta la capacità della traccia, compensando in parte l’induttanza associata alla lunghezza della pista.

» Al di sopra di 25÷50 MHz il PCB dovrebbe avere due o più piani di massa interconnessi tra loro con un percorso a bassa induttanza. Utilizzare sempre una coppia di condensatori di by-pass, uno di valore elevato e l’altro con un valore 10 volte più basso. Questo fa sì che l’impedenza totale della capacità risulti più bassa.

» Se il circuito risulta essere particolarmente rumoroso, oppure del tipo RF, utilizzare più di due capacità. Il  ritorno a massa dei suddetti condensatori va realizzato almeno con tre fori passanti. non utilizzare mai un unico foro.

» L’induttanza e la resistenza associata con un “via” possono vanificare completamente l’effetto di by-pass del condensatore: cercare di evitare “via” laddove sia possibile.

» Se il  circuito funziona con alte frequenze, considerare l’utilizzo di condensatori SMT.

» Se possibile alimentare le diverse sezioni in cui è stato diviso il circuito tramite regolatori differenti.

» Utilizzare   dei filtri a pi-greco sull’ingresso delle linee di alimentazione.

» Tutti i dissipatori  di calore eventualmente presenti devono essere collegati a massa.

» Evitare  le discontinuità lungo la linea di trasmissione, come ad esempio variazioni della sezione o dello spessore della pista.

» Creare  isole di massa “pulita” curando il numero delle connessioni e la direzione, nonché la forma dei piani di massa/alimentazione.

» Definire  in modo preciso le dimensioni delle piste in termini di larghezza e spessore, e scegliere il materiale da utilizzare per la costruzione del circuito stampato in modo che la sua caratteristica dielettrica risponda ai valori definiti nel progetto, ottenendo quindi il rispetto del valore di impedenza teorico prefissato.

» Durante la costruzione del circuito stampato, l’intero processo di realizzazione dei conduttori, dalla stampa all’incisione, deve essere tenuto scrupolosamente sotto controllo, verificando in particolare la rugosità delle piste, perché questa determina perdite nel conduttore che potrebbero raggiungere valori percentualmente significativi, riducendo drasticamente lo spessore effettivo del conduttore.

 

 

3 Commenti

  1. Fulvio De Santis Fulvio De Santis 6 febbraio 2019
  2. Stefano Lovati Stefano Lovati 6 febbraio 2019

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